단일단 교류 전력변환기를 이용한 자동 교류 전압조정기

Ⅰ. 서 론

산업현장에서 교류전원의 전압 레벨의 안정화를 위하여, 권선 변압기나 위상제어 교류 전력변환기와 같은 교류 전력변환 시스템들이 많이 이용되고 있다. 이러한 시스템들은 각 전압 조건에 따라 입력 교류전원의 전압을 승/강압하여 전압의 크기를 조정함으로써 부하측으로 출력하는 교류전압의 레벨을 안정화한다. 그런데 그중에서 권선 변압기는 서보전동기나 사람의 수동작에 의해 전압을 조정하므로, 그 조정 속도가 매우 느린 단점이 있다. 또한 위상제어 교류 전력변환기는 역률이 낮고 큰 크기의 저차 고조파 전류가 흐를 뿐만 아니라, 수동필터의 크기가 크고 SCR 싸이리스터의 커뮤테이션(轉流, Commutation) 동작으로 인하여 또 다른 전력손실이 발생하는 등의 문제점이 있다[1][2].

한편 이러한 문제들은 고주파 스위칭 펄스폭변조(PWM, Pulse-Width Modulation) 단일단 교류 전력변환기에 의해 해결될 수 있다. 이 전력변환기는 입력 교류전원의 전압을 PWM 스위칭하여 전력변환기의 출력단 전압을 조정함으로써 부하가 필요로 하는 레벨의 교류전압을 정확하게 출력한다. 또한 이 전력변환기는 정현파 모양의 입출력 전류와 저감된 고조파 전류, 그리고 높은 역률과 빠른 응답속도 및 작은 크기의 입력필터 등의 많은 장점이 있다. 그래서 이러한 전력변환기를 적용한 여러 형태의 자동 교류 전압조정기들이 컴퓨터나 통신장비와 같이 민감한 부하를 보호하고 순간 저전압(Sag)이나 고전압(Swell) 현상 등으로 인한 전원전압의 문제를 해결하기 위하여, 최근 들어 산업현장에서 교류 전원공급장치로 많이 이용되고 있다[3][4].

그동안 산업현장의 자동 교류 전압조정기를 위하여, 다양한 형태의 PWM 교류 전력변환기가 다수 제안되었다. 그중에는, 기존보다 전력반도체스위치(스위치)의 개수를 감소시킨 새로운 전력구조의 전력변환기가 있었고, 또 동작의 안정성을 최대한 확보하기 위하여 스위칭 패턴을 새롭게 적용한 새로운 형태의 전력변환기도 있었다[3]-[10]. 그러나 지금까지의 연구에서는, 각 전력변환기의 회로 구성이나 동작원리 또는 설계방법 등에 관하여서는 많이 다루었으나, 자동 교류 전압조정기를 위한 각 전력변환기의 실질적인 제어기법이나 제어의 구체적인 구현 방식에 대해서는 별로 다루지 않았다. 하지만 산업현장에서 이용되는 자동 교류 전압조정기는 무엇보다도 그 전력변환기가 그 기능에 적합하고 효과적인 것으로 선택/적용되어야 하며, 그 제어방식도 산업 친화적으로 구현되는 것이 바람직하다.

따라서 본 논문에서는 이를 위한 자동 교류 전압조정기의 전력변환기와 이에 적합하고 안정적이며 빠른 동특성으로 동작하는 제어기법의 실질적인 구현 방식을 제안하고자 한다. 제안한 자동 교류 전압조정기는 승/강압 동작이 모두 가능한 PWM 방식의 비절연 단일단 교류 전력변환기를 이용하여 출력전압의 레벨을 원하는 값으로 제어하고 유지한다. 이를 위하여 제안한 전압조정기는 위상 동기가 없이, 절연 전파 정류회로와 분압저항으로 구성된, 단순한 전압 피드백 회로에 의해 피드백한 출력전압의 스케일링 값의 평균만을 이용하여 간단하게 출력전압의 크기를 제어한다. 그러므로 제안한 전압조정기는 간편한 제어가 가능하여, 전체 시스템의 제어를 위해 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용한다.

본 논문에서는 먼저, 제안한 자동 교류 전압조정기의 PWM 방식의 비절연 승/강압 단일단 교류 전력변환기의 동작원리를 간략하게 설명하고, 출력전압의 피드백과 제어기법에 관해 간단하게 설명한다. 그 후 시제품의 실험결과를 통하여, 제안한 전압조정기가 빠른 동적 응답특성을 가지고 출력전압의 크기를 원하는 레벨로 정확하게 제어하고 유지함을 보인다.

Ⅱ. 제안한 전압조정기의 전력변환기

그림 1(a)는 제안한 자동 교류 전압조정기의 PWM 비절연 승/강압 단일단 교류 전력변환기의 전력회로도를 보인다. 그런데 이 교류 전력변환기는 그림 1(b)의 전통적 PWM 승/강압 직류 전력변환기의 전력회로와 동작원리로부터 유래된 것이다. 그림 1(a)의 전력변환기는 출력측이 단상 입력 교류전원에 비절연 형태로 직접적으로 연결된다. 그리고 그림 1(b)의 직류 전력변환기와 유사한 방식으로 동작하여 출력전압을 빠르게 승압하거나 강압함으로써 최종적으로 부하의 입력 전원이 되는 전압조정기의 교류 출력전압을 원하는 레벨로 제어하고 유지한다. 더구나 제안한 전압조정기는 전원전압에 대한 위상 동기가 없이, 출력전압의 피드백만으로 출력전압을 제어하므로 전체 시스템이 간편한 장점이 있다.

Fig. 1.

Non-isolated PWM step-up/down power converters

제안한 자동 교류 전압조정기의 전력변환기는 그림 1(a)에서 보듯이, 입력단에 인덕터(L_i)-커패시터(C_i) 입력필터를 접속함으로 입력단의 고조파 전류를 흡수한다. 그리고 양방향 스위치 Q₁과 Q₂는 각각 MOSFET의 구동 기준 전위 단인 소스를 공통으로, 2개의 MOSFET을 서로 반대 방향으로 직렬 연결하여 구성한다. 이렇게 하면, 각 양방향 스위치는 2개의 MOSFET에 대해 결국 1개의 구동회로만 이용하면 되므로, 제안한 전압조정기의 전체 회로가 간단해지는 장점이 생긴다. 또한 각 스위치에는 저항 R₁과 R₂, 그리고 커패시터 C₁과 C₂를 각각 직렬 접속한 R-C 스너버 회로가 병렬 연결된다. 인덕터 L은 에너지를 입력으로부터 저장하거나 출력단으로 방전하여 전달하고, 출력 필터 커패시터 C_o는 출력전압의 리플을 감소시키는 역할을 한다.

한편 그림 1(a)의 양방향 스위치 Q₁과 Q₂는 PWM 방식으로 동작하여 PWM 펄스의 턴온 듀티비(Turn-on Duty Ratio) D를 변화시킴으로써 제안한 자동 교류 전압조정기의 출력전압을 제어하며, 각 스위치는 각각 상보적(相補的)으로 동작한다$$ \left(\overline{D}=1-D\right)$$. 그런데 그림 1(a)에서 보듯이, 전력변환기의 출력전압 v_o의 극성이 입력전압 v_i의 극성과 반대이기 때문에, 스위치 Q₁과 Q₂는 동시에 턴온하면 안 된다. 그러므로 각 스위치의 안전한 커뮤테이션을 위하여 스위칭 데드타임이 반드시 존재해야만 한다. 그림 1(a)의 전력변환기의 한 스위칭 주기는 전력공급(Powering), 환류(還流, Freewheeling) 및 데드타임(Dead-time) 등 3개의 동작모드로 구분된다. 그림 2와 3은 전력변환기 회로의 주요부의 이론적 파형과 각 동작모드의 등가회로를 각각 보이며, 각 모드의 동작을 간략하게 설명하면 다음과 같다.

Fig. 2.

Theoretical waveforms of the main circuit part of proposed power converter

Fig. 3.

Equivalent circuits of each operation mode of the proposed power converter

설명의 편의상, 그림 3에서 그림 1(a)의 전력변환기의 전단에서 L_i-C_i 입력필터는 생략하고, 입력전압으로는 입력전원 v_s에 의하여 필터 커패시터 C_i에 인가되는 전압인 v_i를 둔다.

전력공급 모드는 그림 2의 파형에서 스위치 Q₁이 턴온되고 스위치 Q₂는 턴오프되는 시간 t_p 동안의 동작으로, 그 등가회로는 그림 3(a)와 같다.

이 모드 동안에는 턴온된 스위치 Q₁을 통하여 인덕터 전류 i_L이 흘러 입력전압 v_i로부터 인덕터 L에 에너지가 충전된다. 이때 이전 스위칭 주기에서 스위치 Q₁이 턴오프될 때 스너버 커패시터 C₁에 흡수하여 충전된 턴오프 스파이크 에너지가 턴온된 Q₁을 통하여 점선 전류 경로를 따라 방전하면서 스너버 저항 R₁에서 모두 소모된다. 인덕터 전류 i_L의 방향은 입력전압 v_i의 극성에 따라 정해진다.

반면 그림 2에서 스위치 Q₁이 턴오프되고 스위치 Q₂가 턴온되는 시간 t_f 동안에는 환류 모드 동작이 이루어진다. 그림 3(b)는 환류 모드 동작의 등가회로이다. 이때 인덕터 전류 i_L의 경로는 출력단 쪽으로 형성되고, i_L은 환류하면서 이전 전력공급 모드에서 충전한 인덕터 L의 에너지를 스위치 Q₂를 통해 출력측으로 방전한다. 또한 전력공급 모드 때의 동작과 유사하게 스너버 커패시터 C₂에 충전되어 있던 스위치 턴오프 스파이크 에너지가 턴온된 스위치 Q₂를 통하여 점선 전류 경로를 따라 방전되면서 스너버 저항 R₂에서 모두 소모된다. 인덕터 전류 i_L의 방향은 이전 전력공급 모드 시의 방향을 유지한다.

마지막으로, 그림 2에서 보듯이, 스위치 Q₁과 Q₂가 모두 턴오프되는 매우 짧은 시간 t_pd 또는 t_fd 동안, 데드타임 모드 동작이 이루어진다. 그림 3(c)와 (d)는 데드타임 모드의 등가회로로, 각각 스위치 Q₁과 Q₂가 턴오프될 때 회로의 인덕턴스 성분으로 인한 턴오프 스파이크 에너지를 각 스위치 양단에 접속된 각 R-C 스너버 회로가 흡수하는 것을 보인다.

또한 제안한 자동 교류 전압조정기의 단일단 교류 전력변환기의 교류해석 등가회로는 다음의 해석과정을 통하여 구할 수 있다.

먼저, 해석과정이 수월하도록 회로의 모든 요소는 이상적이라고 가정한다. 그리고 스위칭 주파수 f_s도 전원주파수 f에 비해 매우 빠른 것으로 가정하여, 입력과 출력의 교류전압을 모두 상수로 간주한다. 그러면 스위칭 주기 T_s = 1/f_s 동안의 평균 인덕터 전압 v_L(t)는 다음의 식으로 표현된다.

여기서 v_i(t)와 v_o(t)는 각각 스위칭 주기 T_s 동안의 입력과 출력 교류전압의 평균값이고, D는 양방향 스위치 Q₁의 턴온 듀티비이다.

그런데 이때 T_s 동안의 인덕터 L의 평균전압은 전압-시간 균형 법칙(Volt-second balance rule)에 의하여 v_L(t) = 0이므로, 입출력 전압전달비 v_o(t)/v_i(t)는 다음과 같이 계산된다.

또한 인덕터 전압은 다음과 같다.

여기서 i_L(t)는 스위칭 주기 T_s 동안의 순시 인덕터 전류이다. i_L(t)는 전력공급 모드 동안 입력전류에 의해 흐르고 환류 모드 동안 출력전류를 흐르게 한다. 따라서 T_s 동안의 입력과 출력전류의 평균값 i_i(t)와 i_o(t)는 턴온 듀티비 D와 인덕터 전류 i_L(t)에 의해 각각 다음의 식과 같이 표현된다.

그러므로 식 (1)~(5)로부터 다음의 관계가 주어진다.

그림 4는 식 (6)에 의하여 도시한 제안한 전압조정기의 단일단 교류 전력변환기의 교류해석 등가회로이다. 따라서 이로부터 입출력 전압전달함수 V_o(s)/V_i(s)는 다음과 같이 유도된다.

Fig. 4.

AC analysis equivalent circuit of the power converter of proposed regulator

Ⅲ. 제안한 전압조정기의 제어

3.1 출력전압의 피드백과 제어

그림 5는 제안한 자동 교류 전압조정기의 전체 제어 개념의 블록다이어그램을 보이고, 그림 6(a)와 (b)는 각각 인덕터 전류 i_L과 출력전압 v_o의 피드백 회로를 보인다. 제안한 전압조정기는 그림 7에 보인 소프트웨어 제어 알고리즘에 의해 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용하여 디지털 방식으로 제어된다.

Fig. 5.

Overall control block-diagram of proposed automatic AC voltage regulator

Fig. 6.

Feedback circuits of inductor current iL and output voltage vo

Fig. 7.

Software control algorithm of proposed voltage regulator

인덕터 전류 i_L은 그림 6(a)의 회로에서 보듯이, 전류센서 CT(Current Transducer)와 피드백 저항 R_iL에 의하여 다음의 식을 따라 적절한 크기의 전압레벨로 스케일링 된다.

$\[ v_{iL}=R_{iL}\cdot \frac{i_L}{N_{CT}} \]$

(8)

여기서 N_CT는 전류센서 CT의 2차 권선수이다. 그런데 식 (8)의 인덕터 전류 피드백 스케일링 전압 v_iL은 교류이다. 그래서 스케일링 전압 v_iL을 제어회로의 전원전압인 V_cc(=5V) 레벨 내의 직류전압으로 변환하기 위하여 그림 6(a)에서 보듯이, 같은 크기의 옵셋저항 R_f1과 R_f2를 이용한다(R_f1 = R_f2). 그러면 식 (8)의 v_iL 전압은 V_cc/2 만큼 옵셋을 가지고 최초 스케일링 된 전압 크기의 1/2로 V_cc 레벨 내에서 정현파적으로 스윙하는 직류전압으로 변환된다. 그림 6(a)의 C_f는 고주파 노이즈 바이패스 커패시터이다.

그리하여 직류전압으로 변환된 스케일링 전압 v_iL은 그림 5와 6(a)에서 보듯이, 단일칩 마이크로컨트롤러의 A/D 변환기(Analog-to-Digital Converter)로 입력되어 디지털 수치화된다. 그리고 이 디지털 값에서 옵셋 전압(=V_cc/2)에 해당하는 A/D 변환 디지털 수를 뺀 다음, 2의 보수법(2‘s complement)에 의해 양(+)의 값으로 변환하여 스케일링 전압 v_iL의 크기를 간단히 구하고, 이 크기를 이용하여 인덕터 전류 i_L의 과전류 여부를 체크한다.

출력전압 v_o는 그림 6(b)에서 보는 바와 같이 먼저 전류형 펄스변압기 PT(Pulse Transformer)와 풀브리지 다이오드에 의해 절연 전파정류하여 피드백되고 분압 저항을 이용하여 아래의 식과 같이 출력전압 피드백 값 v_o,fb로 스케일링 된다.

$\[ v_{o,fb}=\frac{R_{vo}}{R_1+R_{vo}} v_{o,dc} \]$

(9)

여기서 저항 R_vo는 출력전압 피드백 값의 미세 조정을 위해 가변저항을 이용하며, v_o,dc는 다음 식에 의한 출력전압 v_o의 풀브리지 정류전압이다.

$\[ v_{o,dc}=\frac{R_{PT2}}{R_{PT1}}\cdot \left|v_o\right| \]$

(10)

여기서 R_PT1과 R_PT2는 PT의 전압검출을 위해 적용된 검출저항(Sampling resistor)이다[11].

식 (9)의 출력전압 피드백 값 v_o,fb는 그림 5와 6(b)에서 보듯이, 단일칩 마이크로컨트롤러의 A/D 변환기 단자로 입력되며, 출력전압의 직류 평균 V_o,avg가 다음의 식에 의해 구해진다.

$\[ V_{o,avg}=\frac{1}{T_c}{\int }_{t_0}^{t_0+T_c}{v}_{o,fb}dt \]$

(11)

여기서 t₀는 직류 평균 계산을 위한 초기 시간이고, T_c는 그림 5와 7의 타이머1 인터럽트의 주기 또는 출력전압의 제어주기로 약 1/4 전원주기의 일정값이다(T_c ≈ T/4). 교류 정현파 출력전압과 직류 평균 V_o,avg는 다음의 식과 같은 관계가 있으므로, 출력 교류전압의 크기 V_m을 반영한다.

$\[ V_{o,avg}=\frac{2}{\pi }{V}_m \]$

(12)

식 (11)은 단일칩 마이크로컨트롤러 상에서 다음의 식과 같은 디지털 방식으로 구현된다.

$\[ V_{o,avg}=\frac{1}{N}\left[\sum _{n=1}^N{v}_{o,fbn}\right] \]$

(13)

여기서 v_o,fbn은 출력전압의 제어주기인 T_c 동안 n=1부터 마지막 N-스텝까지 각 n-스텝마다의 출력전압 피드백 값 v_o,fb의 A/D 변환값이고, 각 스텝 간의 시간 간격은 양방향 스위치의 PWM 스위칭 주기인 T_s = 1/f_s로, 그림 5와 7의 타이머2 인터럽트의 주기와 같고 전원전압의 주기 T - 1/f에 비해 매우 짧다.

식 (13)의 직류 평균 V_o,avg는 다음의 비례-적분(PI, Proportional-Integral) 제어기 식에 적용된다.

$\[ v_{o,ctr}=K_p{V}_{o,err}+K_i{\int }_{}^{}{V}_{o,err} dt \]$

(14)

여기서 $$ V_{o,err}=V_o^{\mathrm{*}}-V_{o,avg}$$은 출력전압의 직류 평균 기준치 $$ V_o^{\mathrm{*}}$$와 피드백된 출력전압의 직류 평균 V_o,avg 사이의 오차이고, K_p와 K_i는 각각 제어기의 비례와 적분 이득이다. 식 (14)는 사다리꼴 기법(Trapezoidal rule)에 의하여 디지털 이산화하여 다음의 식으로 단일칩 마이크로컨트롤러에 적용된다[12].

$\[ v_{o,ctr}\left[\left(k+1\right)T_c\right]=\begin{array}{l}{K}_p\left[V_o^{\mathrm{*}}-V_{o,avg}\left({kT}_c\right)\right]\hfill \\ +K_{i}x\left[\left(k+1\right)T_c\right]\hfill \end{array} \]$

(15)

여기서 k(=0, 1, 2, ⋯)는 디지털 제어를 위한 이산정수이고, T_c는 제어주기이며, x[(k+1)T_c]는 다음과 같다.

$\[ x\left[\left(k+1\right)T_c\right]=\begin{array}{l}{V}_o^{\mathrm{*}}{T}_c-\frac{T_c}{2}\left[V_{o,avg}\left({kT}_c\right)\right.\hfill \\ +V_{o,avg}\left[\left(k-1\right)T_c\right]+x\left({kT}_c\right)\hfill \end{array} \]$

(16)

그다음 식 (15)의 PI 제어기의 출력값 v_o,ctr을 다음의 식에 적용하여, 턴온 듀티비 D의 PWM 펄스를 발생시키기 위한 PWM 턴온 듀티 레지스터 상수 D_num을 계산한다.

$\[ D_{num}=K_{\Delta }\cdot v_{o,ctr}\left[\left(k+1\right)T_c\right] \]$

(17)

여기서 K_∆는 상수 D_num으로의 환산인자이다. 그리고 출력전압의 제어주기인 T_c 마다 식 (17)의 상수 D_num을 PWM 턴온 듀티 레지스터에 업데이트한다. 그리하여 발생된 각 PWM 펄스에 의해 양방향 스위치 Q₁과 Q₂를 각각 제어하고 구동함으로써 제안한 전압조정기의 출력전압을 제어한다.

3.2 양방향 스위치의 구동

그림 8은 제안한 자동 교류 전압조정기의 전력변환기 양방향 스위치의 구동기법을 보인다. 그림 8(a)의 ⓐ 부분에서는 2개의 양방향 스위치의 구동을 위하여, 단일칩 마이크로컨트롤러에서 발생한 1개의 PWM 펄스를 다이오드, 저항, 커패시터를 이용하여 펄스 전압의 충방전 시간을 조절함으로써 논리 문턱전압 레벨(LTL, Logic Threshold-voltage Level)에 대해 서로 약간의 지연이 있는 2개의 PWM 스위칭 신호를 생성한다.

Fig. 8.

Proposed bi-directional switch driving method

그리고 그림 8(a)의 ⓑ 부분에서는 ⓐ 부분에서 생성된 각 PWM 펄스를 NOT 버퍼 게이트들을 이용하여 각 스위치 간에 데드타임이 있는 상보적 스위칭 신호들이 되도록 한다.

그림 8(a) 회로의 ①과 ② 부분은 그림 8(b) 회로의 해당 부분으로 각각 연결된다. 그런데 그림 1(a)의 회로에서 보듯이, 각 양방향 스위치의 구동 기준 전위 단으로 공통 접속된 MOSFET의 소스가 전력변환회로의 전체 기준 전위에 대해 플로팅(Floating) 되어 있다. 따라서 제안한 전압조정기의 전력변환기에서는 각 스위치의 구동을 위하여, 그림 8(b)에서 보듯이, MOSFET 구동용 포토커플러인 U₁과 U₂에 의한 레벨시프트(Level shift) 회로를 이용하여 각 스위치의 구동 기준 전위를 새롭게 설정한다[13].

또한 제안한 전압조정기는 전력변환기의 각 스위치의 구동 전류 이득을 증가시키기 위하여 NPN과 PNP형의 달링턴 트랜지스터 각 1개씩을 이용한다. 이것은 양방향 스위치 Q₁과 Q₂의 모든 MOSFET 게이트에 충분한 구동 전류가 흐르도록 하여 각 스위치가 더 안정적으로 구동되도록 하기 위함이다.

이 구동회로의 동작은 다음과 같다. 양방향 스위치 Q₁과 Q₂의 각 구동회로는 그 구조가 같으므로, 편의상 그림 8(b)의 위쪽에 있는 Q₁의 구동회로를 기준으로 구동회로의 동작을 설명한다.

양방향 스위치 Q₁을 턴온시키기 위한 V_cc(HIGH, 논리 1) 레벨의 전압이 포토커플러 U₁의 1차측에 인가되어 U₁의 1차측 LED에 전류가 흐르면, U₁의 2차측의 V_out1의 전압이 구동전압인 V_on1으로 출력되면서 트랜지스터 TR_on1이 턴온되어 스위치 구동전류를 도통시킨다. 그러면 스위치 Q₁의 각 MOSFET 게이트에 턴온 게이트 전압이 충전되어 Q₁이 턴온된다.

반면, 스위치 Q₁을 턴오프시키기 위하여 기준 전위(LOW, 논리 0) 레벨의 전압이 포토커플러 U₁의 1차측에 인가되면, U₁의 1차측 LED는 턴오프되어 전류가 흐르지 않고 U₁의 2차측의 V_out1의 전압은 스위치 턴오프 전압인 –V_off1을 출력하게 된다. 그러면 트랜지스터 TR_off가 턴온되어 스위치 Q₁의 각 MOSFET 게이트에 충전되어 있던 턴온 게이트 전압을 방전함으로써 Q₁이 턴오프된다.

Ⅳ. 실험 결과

제안한 자동 교류 전압조정기의 타당성과 동작특성을 입증하기 위하여, 그림 1(a)의 전력회로의 각 회로 파라미터를 Ⅱ절의 내용을 근거로 표 1과 같이 선정하여 제안한 전압조정기의 시제품 전력변환기의 전력회로를 제작하였다. 그리고 Ⅲ절의 내용을 근거로 각 피드백 회로 및 양방향 스위치의 구동회로를 구현하고, 제어 알고리즘을 단일칩 마이크로컨트롤러 상에 소프트웨어적으로 프로그램하여 제안한 자동 전압조정기의 제어기를 구현하였다[14]. 그리고 이렇게 제작된 시제품 전압조정기를 이용하여 실험을 수행하였다.

Table 1.

Each circuit parameter of the power circuit of prototype automatic AC voltage regulator

표 1에서 v_s,nom은 시제품 자동 교류 전압조정기의 공칭(nominal) 교류 입력전압이고, 교류 입력전압은 v_s,nom에 대해 ±20% 내의 범위인 v_s=176~264V의 가변전압으로 인가될 수 있다. 시제품 전압조정기의 정격 출력전력 P_o는 500W이고, 이때 출력 부하저항 R_o는 약 96.7Ω이다.

그림 9와 10은 제안한 자동 교류 전압조정기의 승/강압 동작 특성을 확인하기 위하여, 제안한 전압조정기의 교류 입력전압을 각각 최소와 최대 입력전압인 v_s = 176V와 264V로 입력하고, 기준 출력전압을 각 경우에 공히 공칭 교류 입력전압과 같은 값인 $$ v_o^{\mathrm{*}}=$$220V로 설정하여 얻은 전력변환기 회로 주요부의 실험파형을 각각 보인다. 각 파형으로부터 제안한 자동 전압조정기가 Ⅱ절에서의 설명처럼, 각 경우에 모두 기준 출력전압 레벨인 v_o =220V를 출력하고 있으며 기준 출력전압에 대해 각각 승/강압 동작을 정확하게 수행하고 있음을 확인할 수 있다.

Fig. 9.

Boost operation characteristic of proposed Automatic AC voltage regulator

Fig. 10.

Buck operation characteristic of proposed Automatic AC voltage regulator

그림 11은 기준 출력전압을 공칭 교류 입력전압과 같은 값인 $$ v_o^{\mathrm{*}}=$$220V로 설정하고, 공칭 교류 입력전압에 비해 20% 정도 부족한 저전압의 교류 입력전압 v_s = 0.8 v_s,nom = 176V를 약 3.5 전원전압 주기(≈ 3.5T) 동안 순간적으로 인가하였을 때, 제안한 전압조정기의 출력전압 v_o의 파형을 보인다. 이러한 악조건에서도 제안한 전압조정기는 약 1/4 전원주기 정도의 시간(≈ T/4) 내에 입력전압을 조정하여 부하측으로 공칭 교류 입력전압의 레벨인 v_o = 220V를 정현파적으로 양호하게 출력한다. 이 파형으로부터 제안한 전압조정기가 빠른 동적 응답특성을 가지고 정확하게 동작함을 확인할 수 있다.

Fig. 11.

Dynamic response characteristic of proposed Automatic AC voltage regulator under low voltage condition

표 2는 현재 시판 중인 D사의 자동 교류 전압조정기 제품과 제안한 전압조정기의 주요 성능 비교를 보인다. 이 표로부터 제안한 전압조정기가 주요 성능 지표에서 기존 제품과 비교하여 우수한 동작 특성을 보임을 알 수 있다.

Table 2.

Comparison of performance between an existing product and the proposed voltage regulator

Ⅴ. 결 론

본 논문에서는 단일단 PWM 교류 전력변환기를 이용한 새로운 자동 교류 전압조정기를 제안하였다. 그리고 이를 위하여 빠른 동특성으로 동작하는 제어기법의 실제적인 구현 방법을 간략히 제시하였다. 제안한 자동 전압조정기는 승/강압 기능이 모두 가능하여 출력전압을 원하는 레벨로 제어하고 유지할 수 있다. 제안한 전압조정기는 위상 동기가 없이, 단순한 전압 피드백 회로에 의해 피드백한 출력전압의 스케일링 값의 평균만으로 출력전압의 크기를 제어한다. 이때 전압 피드백 회로는 전류형 펄스변압기와 풀브리지 다이오드로 이루어진 절연 전파 정류회로와 분압 저항으로 구성한다. 그리하여 제안한 전압조정기는 출력전압의 피드백과 제어방식이 간단하므로, 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용하여 전체 시스템을 디지털 방식으로 쉽고 간편하게 제어한다. 제안한 전압조정기의 타당성과 동작 특성은 시제품의 실험결과로 보였으며, 이를 통하여 제안한 전압조정기가 빠른 동적 응답특성을 가지고 출력측 교류전압의 크기를 원하는 레벨로 정확하게 제어하고 유지할 수 있음을 확인하였다. 제안한 전압조정기는 공칭전압의 ±20%의 입력전압 범위와 ±2% 이내의 출력전압 오차로 동작하며 약 4.2ms(약 1/4 전원주기) 이내의 응답시간과 약 94% 이상의 고효율 특성 등의 우수한 성능을 보인다.

Acknowledgments

본 연구는 순천향대학교 학술연구비 지원으로 수행하였음

References

• M. E. Balci and M. H. Hocaoglu, "Effects of Source Voltage Harmonic Distortion on Power Factor Compensation in Triac Controlled AC Chopper Circuits", International Conference on PEDS, Vol. 2, pp. 1199-1204, Nov. 2005. [https://doi.org/10.1109/PEDS.2005.1619870]
• F. Shinichiro, U. Akiteru, and T. Akihiro, "Analysis of a Three-Phase Buck-Boost AC Chopper Controlled in Two Phases", Power Conversion Conference, Nagoya, Japan, pp.824-830, Apr. 2007. [https://doi.org/10.1109/PCCON.2007.373062]
• S. M. Hietpas and M. Naden, "Automatic Voltage Regulator using an AC Voltage-Voltage Converter", IEEE Trans. on Ind. Appl., Vol. 36, No. 1, pp. 33-38, Feb. 2000. [https://doi.org/10.1109/28.821793]
• N. A. Ahmed, A. Kenji, and S. Masaaki, "Improved Circuit of AC Choppers for Single-Phase Systems", Proc. of the IEEE Conference PCCON, Nagaoka, Japan, Vol. 2, pp. 907-912, Aug. 1997. [https://doi.org/10.1109/PCCON.1997.638373]
• N. A. Ahmed, A. Kenji, and S. Masaaki, "A New Configuration of Single-Phase Symmetrical PWM AC Chopper Voltage Controller", IEEE Trans. on Ind. Elec., Vol. 46, No. 5, pp. 942-952, 1999. [https://doi.org/10.1109/41.793343]
• B. H. Kwon, J. H. Youm, and J. H. Choi, "Automatic Voltage Regulator with Fast Dynamic Speed", IEE Proc. of Electrical Power Application, Vol. 146, No. 2, pp. 201-207, 1999. [https://doi.org/10.1049/ip-epa:19990303]
• T. Shinyama, A. Ueda, and A. Torii, "AC Chopper using Four Switches", Proc. of Power Conversion Conference, pp. 1056-1060, Apr. 2002. [https://doi.org/10.1109/PCC.2002.998118]
• F. L. Luo and H. Ye, "Investigation of DC Modulated Single-Stage Power Factor Correction AC/AC Converters", Transactions of China Electrotechnical Society, Vol. 22, No. 5, pp. 92-103, May 2007. [https://doi.org/10.3321/j.issn:1000-6753.2007.05.016]
• S. Polmai and E. Sugprajun, "Experiment on Instantaneous Value Voltage Control of a Single Phase AC Chopper", Proc. of the IEEE Conference PCCON07, Nagoya, Japan, pp.77-82, Apr. 2007. [https://doi.org/10.1109/PCCON.2007.372951]
• W. Yibo, W. Peng, C. Guowei, L. Chuang, G. Dongbo, Z. Hanwen, and Z. Bingda, "An Improved Bipolar-Type AC–AC Converter Topology Based on Nondifferential Dual-Buck PWM AC Choppers", IEEE Trans. on Power Elec., Vol. 36, No. 4, pp. 4052-4065, Apr. 2021. [https://doi.org/10.1109/TPEL.2020.3022026]
• www.alldatasheet.com, , ZMPT101B Datasheet. [accessed: Mar. 03, 2022]
• B. C. Kuo, "Digital Control Systems", Saunders College Publishing/A Harcourt Brace Jovanovic College Publisher, pp. 694-696, 1995.
• www.alldatasheet.com, , HCPL3120 Datasheet. [accessed: Mar. 17, 2022]
• www.alldatasheet.com, , PIC16C7X Datasheet. [accessed: Feb. 08, 2022]