유도가열 밥솥용 싱글-엔디드 공진형 인버터의 부하상태 검출 방법

Ⅰ. 서 론

유도가열은 전자기 유도 현상을 이용하여 전기에너지를 열에너지로 변환하여 가열하는 방식으로 오래전부터 산업계에서 금속의 용융 및 열처리 가공분야에 사용되었다[1]-[3]. 특히 1980년대 반도체 소자와 제어 시스템의 진보로 다양한 고주파 공진형 인버터 시스템이 개발됨으로써, 높은 효율과 친환경적 특성에 의해 오늘날 산업계뿐만 아니라 가정용 조리기에도 그 사용이 급증하고 있다[4][5].

전기밥솥 혹은 인덕션 레인지 등 가정에서 사용되는 유도가열 조리기용 인버터는 보통 1∼2kW급 용량을 가지며, 구조가 간단하고 가격이 낮은 싱글-엔디드(Single-ended) 공진형 인버터가 주로 사용된다[6]-[8]. 싱글-엔디드 공진형 인버터는 워킹코일(Working coil)과 병렬로 커패시터를 삽입하여 전압공진을 발생시키기 때문에 가정용의 경우 1.2kV 이상의 고 내압의 스위칭 소자가 사용된다[9][10].

유도가열 조리기용 인버터의 동작에서 전원 입력단 역률과 직류링크단의 전압 안정화를 위해서는 PFC(Power Factor Correction) 기능을 갖는 DC/DC 컨버터와 큰 용량의 직류링크 커패시터를 적용하는 것이 성능과 기술적 측면에서는 가장 바람직하다[11]. 그러나 싱글-엔디드 공진형 인버터는 회로의 단순화와 저가격의 측면에서 직류링크단에 쵸크 코일과 작은 용량의 커패시터만 적용, 인버터측의 고주파 스위칭에 의한 자연적인 고입력 역률 특성을 이용하는 방식을 적용함으로써 입력전압의 변화와 왜란에 대해 매우 취약하게 된다. 따라서 이를 해결하기 위한 많은 연구가 진행되고 있다[12][13].

한편, 싱글-엔디드 공진형 인버터를 사용하는 가정용 유도가열 조리기의 일반적인 제어는 초기 부하 상태를 파악하고 부하 상태가 정상이라고 판단되면 전력을 공급한다. 이 경우 전력제어의 방식은 고주파 공진 부하의 전력을 직접 제어하는 대신 계측이 용이한 입력전력을 통해 간접적으로 제어한다. 이 때 부하상태 판단이 잘못되어 무부하 혹은 비정상 부하 상태에서 전력을 공급하게 되면 공진전압이 매우 높아져 스위칭 소자가 소손될 수 있다. 동작 초기뿐만 아니라 동작 중에서 부하가 제거되는 경우에도 마찬가지다. 따라서 싱글-엔디드 공진형 인버터의 제어에서 부하 상태 검출은 필수적이며 이에 대한 다양한 연구가 이루어지고 있다[14].

일례로, 무부하 혹은 비정상 부하에서도 문제가 되지 않을 짧은 단펄스 신호로 스위칭 소자를 구동시킨 후, 발생되는 입력전류의 기울기 혹은 공진전압의 감쇄주기를 통해 초기 부하 상태를 검출하기도 하였다[15]. 그러나 이 방법은 입력전압의 순간적인 급변과 왜란에 대해 취약하여 부하의 상태 판단에 오류를 발생시킬 수 있다는 문제점이 있다.

본 논문에서는 일정 시간 동안 스위칭 소자를 구동하여 발생되는 입력전류 및 스위칭 소자 양단의 전압을 검출함으로써 초기 부하상태를 검출하는 방법을 제안하였다. 또한 입력전력 제어 오차의 크기와 지속시간을 이용하여 동작 중의 부하상태를 검출하는 방법을 제안하였다[16]. 제안하는 부하 상태 검출 방법을 가정용 1.3kW 유도가열 전기밥솥의 싱글-엔디드 공진형 인버터에 적용한 실험결과로써 187V, 220V, 253V 입력전압에서 왜란 및 동작 중 무부하 급변 시에도 신뢰성 있게 부하상태 검출이 가능함을 입증하였다.

Ⅱ. 유도가열 조리기용 싱글-엔디드 공진형 인버터

2.1 모드별 회로 동작

유도가열 조리기용 싱글-엔디드 공진형 인버터의 회로구성을 그림 1에 나타내었다.

Fig. 1.

A Circuit diagram of the single-ended resonant inverter for induction cooker

정류를 위한 브리지 다이오드, 쵸크 코일과 입력 커패시터 C_dc로 구성된 저역 통과필터, 워킹코일 L_eq과 등가부하(조리용기)에 해당하는 R_eq 및 공진 커패시터 C_r과 스위칭 소자 Q로 이루어진 회로구성으로 매우 단순한 구조이므로 제조단가가 낮고 고장 개소가 작다는 장점이 있다. 싱글-엔디드 공진형 인버터의 동작은 그림 2에 나타낸 바와 같이 4가지 모드로 구분된다. 모드 1은 이전 모드의 공진전류가 스위칭 소자 Q의 역병렬 다이오드를 통해서 흐르는 상태이다. 따라서 스위칭 소자 Q의 양단전압은 영전압이 되고, 이 구간에서 스위칭 소자를 턴 온 시키게 되면 자연스럽게 영전압 스위칭이 이루어진다.

Fig. 2.

Mode of single-ended resonant inverter

모드 2는 스위칭 소자 Q가 턴 온 되어 등가인덕터 L_eq과 등가 저항 R_eq를 통해 전류가 흐르는 상태로 입력으로 부터 전력을 공급받는 모드이다.

모드 3에서는 스위칭 소자 Q가 턴 오프 되고 등가인덕터 L_eq과 공진 커패시터 C_r간의 공진이 시작된다. 이 경우, IGBT의 꼬리전류(Tail current)를 무시하면 영전압 스위칭으로 고려된다.

모드 4는 등가인덕터 L_eq의 에너지가 공진 커패시터 C_r로 모두 축적되었다가 다시 역으로 등가인덕터 L_eq로 에너지가 전달되는 모드이다.

각 모드별 회로의 이론적인 전압, 전류 파형을 그림 3에 나타내었다.

Fig. 3.

Theoretical waveforms of the singe-ended resonant inverter

2.2 등가회로 해석

부하에 전류가 흐르는 상태에 대한 등가회로는 스위칭 소자 Q의 동작 상태에 따라 그림 4에 나타낸 바와 같이 온 구간과 오프 구간으로 구분 된다. 스위칭 소자 Q가 온 되면 등가인덕터 L_eq와 등가저항 R_eq를 통해 전류가 흐르게 되고 스위칭 소자 Q가 오프 되면 인덕터에 축적된 에너지가 커패시터로 전달되면서 공진을 이루게 된다.

Fig. 4.

Equivalent circuit according to the state of switching device Q

먼저, 스위칭 주기 동안 직류링크 전압 V_dc가 일정하다고 가정하면, 스위칭 소자 Q 온 시의 전압 방정식은 다음과 같다.

$\[ V_{dc}=L_{eq}\frac{d{i}_{L_{eq}\_on}\left(t\right)}{dt}+R_{eq}{i}_{L_{eq}\_on} \left(t\right) \]$

(1)

따라서 스위칭 소자 Q 온 시의 전류는

$\[ i_{L_{eq}\_on}\left(t\right)=\frac{V_{dc}}{R_{eq}}\left(1-e^{-\frac{R_{eq}}{L_{eq}}t}\right) \]$

(2)

가 된다.

다음, 스위칭 소자 Q 오프 시 등가인덕터 L_eq 전류의 초기 값 I_Leq(0)는 스위칭 소자가 오프 되는 순간의 전류로 스위칭 주기 동안의 최대 전류인 I_LeqP가 되며, 공진 커패시터의 초기 값 V_cr(0)는 V_dc가 되므로 이들 초기치를 고려한 전압 방정식은 다음과 같다.

$\[ \begin{array}{c}{V}_{dc}=\frac{1}{C_r}\int i_{L_{eq}\_off}dt\hfill \\ +L_{eq}\frac{d}{dt}\left(i_{L_{eq}\_off}-I_{L_{eq}P}\right)+R_{eq}{i}_{L_{eq}\_off}\end{array} \]$

(3)

식 (3)으로부터 스위칭 소자 Q 오프 시의 전류 i_{Leq_off}를 구하면 다음과 같다.

$\[ i_{L_{eq}\_off}\left(t\right)=A{e}^{-\alpha t}\cos \left(\omega t+\theta \right) \]$

(4)

여기서,

$\[ A=\sqrt{{\left(\frac{V_{dc}}{\omega L_{eq}}-\frac{\alpha I_{L_{eq}P}}{\omega }\right)}^2+I_{{L_{eq}}^{2}P}} \]$

(5)

$\[ \alpha =\frac{R_{eq}}{2L_{eq}} \]$

(6)

$\[ \omega =\sqrt{\frac{1}{L_{eq}{C}_r}-{\left(\frac{R_{eq}}{2L_{eq}}\right)}^2} \]$

(7)

$\[ \theta ={\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}}^{-1}\left(\frac{\alpha L_{eq}{I}_{L_{eq}P}-V_{dc}}{{\omega L}_{eq}{I}_{L_{eq}P}}\right) \]$

(8)

이다.

한편, 스위칭 소자 Q가 오프 되면 등가인덕터 L_eq와 공진 커패시터 C_r의 공진이 시작되므로 공진 커패시터에 흐르는 전류 i_Cr은 다음과 같다.

$\[ i_{C_r\_off}\left(t\right)=-A{e}^{-\alpha t}\cos \left(\omega t+\theta \right) \]$

(9)

따라서 공진 커패시터의 전압 v_Cr은

$\[ v_{C_r}\left(t\right)=-\frac{A}{C_r}\int e^{-\alpha t}\cos \left(\omega t+\theta \right)dt \]$

(10)

가 된다. 이 때, 공진전압이 최대가 되는 시점은 공진주기 T의 1/4인 때가 되므로 공진전압의 최대치 V_CrP는 다음과 같다.

$\[ V_{C_{r}P}=-\frac{A}{C_r}\frac{1}{{\left(\alpha +\omega \right)}^2}\left(\alpha +\omega e^{-\frac{\alpha \pi }{2\omega }}\right) \]$

(11)

한편, 스위칭 소자 양단 전압 v_CE(t)는 직류링크단 전압 V_dc와 공진 커패시터 전압 v_Cr(t)의 합이 되므로 전원 전압 V_S 전체 주기에 걸쳐 스위칭 소자 양단에 나타나는 최대치 V_CEP는 다음과 같다.

$\[ V_{CEP}=V_{SP}-V_{C_{r}P} \]$

(12)

여기서, V_SP는 전원전압의 최대치이며 식 (10)에 나타낸 바와 같이 V_CrP는 음의 크기를 갖기 때문에 스위칭 소자 Q에 걸리는 최대전압 V_CEP는 1000V 이상의 고압이 된다.

Ⅲ. 부하상태 검출방법

3.1 기존의 부하상태 검출방법

고주파 공진형 인버터의 전력제어는 고주파인 부하측의 유효 전력을 순시적으로 계측하기는 용이하지 않으므로 통상 입력전력 제어를 통해 부하의 전력을 간접적으로 제어한다. 이 때, 부하의 상태가 무부하 혹은 비정상 부하일 때 인버터를 기동하게 되면 입력전력이 작은 상태에서도 공진전압이 스위칭 소자의 내압 이상으로 상승, 스위칭 소자가 파손되기 때문에 인버터 기동전에 필히 부하 상태를 검출해야 한다. 종래의 경우, 짧은 시간의 단 펄스 신호로 스위칭 소자를 동작시키고 발생하는 입력전류의 기울기 혹은 공진 회로의 감쇄 주기를 측정함으로써 부하 상태를 검출한다.

입력전류의 기울기는 부하의 크기에 비례하므로 입력전류의 기울기를 측정함으로써 부하의 상태를 간단하게 검출할 수 있다. 그러나 싱글-엔디드 공진형 인버터의 경우 고입력 역률을 얻기 위하여 작은 용량의 직류 링크 커패시터를 사용한다.

따라서 만일 부하상태 검출 중 그림 5에 나타낸 바와 같이 입력전압의 순간적인 급변과 왜란이 발생하게 되면 부하상태 검출의 오류가 발생될 가능성이 크다는 단점이 있다.

Fig. 5.

Input voltage waveform with distortion

한편, 그림 6과 같이 단펄스 구동 시 실제 부하의 유무에 따라 발생되는 스위칭 소자의 전압 파형은 부하가 있을 때는 감쇄계수가 커 공진전압이 빠르게 감쇄하고 부하가 없을 때에는 공진탱크의 에너지 소모가 작기 때문에 스위칭 소자의 파형이 서서히 감소하여 여러 주기의 공진전압이 발생하므로 이 감쇄주기의 차이를 측정하여 부하 상태를 검출하기도 한다.

Fig. 6.

Waveform of voltage across switch in the case of single pulse driving

이 경우도 입력전류의 기울기를 측정하는 방법과 마찬가지로 단펄스를 인가하는 순간 입력전압이 급변 하는 경우 부하상태 검출에 오류를 발생시킬 수 있다.

한편, 종래의 경우 동작 중 부하상태 검출방법은 별도로 제안되거나 적용되지 않았다. 다만 과전압에 의한 스위칭 소자 파손을 방지하기 위하여 공진전압 혹은 스위치 양단전압의 크기가 일정 이상인 경우 인버터 동작을 중지시키는 공진 과전압 보호기능을 이용, 인버터 동작 중에 부하가 갑자기 제거되는 경우 스위치 양단전압의 상승으로 과전압 보호동작에 의하여 인버터를 정지시키는 방법을 취한다.

그림 7에 인버터 동작 중 조리기가 제거되는 경우, 공진전압이 상승함에 따라 스위치 양단전압의 과전압 보호 동작에 의하여 인버터가 정지되는 파형을 도시한 바와 같이, 부하 제거 시에도 과전압 보호 동작에 의하여 인버터를 정지시키는 것이다.

Fig. 7.

Waveforms in the case that the inverter is tripped according to the load removing

3.2 제안하는 부하상태 검출방법

유도가열 조리기기용 인버터는 기동 시에는 물론 동작 중에도 조리기가 제거되는 경우 무부하 상태가 발생할 수 있다. 특히 종래의 경우, 동작 중의 경우에는 별도의 부하상태를 검출하는 방법을 적용하지 않고, 공진전압의 과전압 보호기능에만 의존하였다. 이에 본 논문에서는 기동 시 뿐만 아니라 동작 중의 부하상태를 입력전력의 상태로부터 검출함으로써 공진전압이 과전압이 되기 이전에 입력전력을 감소시켜 인버터를 안정적으로 운전시킬 수 있는 방법을 제안한다.

3.2.1 기동 시 부하상태 검출방법

싱글-엔디드 공진형 인버터의 스위치 양단 전압은 앞서 살펴 본 바와 같이 입력전압의 크기와 공진전압의 크기에 의하여 결정된다.

본 논문에서는 최악의 상태인 무부하 또는 비정상부하 상태에서도 스위칭 소자에 무리가 가지 않도록 초기 기동 시 약 3.75µs 펄스를 약 25µs의 주기로 부하상태 검출시간 160ms 동안 인가한다. 이 때, 펄스의 폭을 짧게 하는 경우 입력전류 및 공진전압의 크기가 작아지므로 MCU의 A/D에 의해 검출되는 신호의 크기도 작아져 부하 상태를 정확하게 판단하기는 어렵다. 따라서 가능한 한 펄스의 폭을 길게 하는 것이 유리하다. 그러나 펄스의 폭이 너무 길게 되면 무부하 또는 비정상부하 시 큰 공진전압에 의해 스위칭 소자가 소손될 수도 있다. 따라서 무부하 혹는 비정상부하 시의 실험 데이터를 기반으로 유사시 스위칭 소자의 소손을 일으키지 않는 가능한 최대의 펄스폭인 3.75µs를 기동 시 테스트 펄스폭으로 정하였다.

한편, 25µs의 주기는 그림 6의 (a)와 같이 공진전압의 주기를 고려하여 초기 펄스이후 공진전압의 골(파저) 부근에서 펄스를 인가함으로써 가능한 한 스위칭 소자에 무리를 주지 않고자 한 한 것이다. 또한, 기동 시 부하상태 검출 시간은 MCU가 입력전류 및 공진전압의 최대치를 검출하는 주기가 50ms이므로 판단의 신뢰성 제고를 위해 3회 반복하여 부하상태를 검출할 수 있는 충분한 시간인 160ms로 정하였다.

부하 검출은 검출 시간동안 발생하는 입력 전원전류와 스위치 양단 전압의 크기를 가지고 판정한다. 전술한 바와 같이, 부하의 특성을 파악하기 위해 약 3.75µs 펄스 신호를 약 25µs의 오프시간으로 PWM 동작 시키면서 전원전압 165∼275V_rms의 범위에서 입력 전원전류, 스위치 양단 전압을 측정한 결과를 그림 8과 그림 9에 나타내었다.

Fig. 8.

Input current according to the source voltage

Fig. 9.

Maximum vCE according to the source voltage

그림 8은 전원전압의 변화에 따른 입력 전원전류의 크기를 도시한 것이며, 그림 9는 전원전압의 변화에 따른 스위치 양단 전압 전압의 크기를 나타낸 것으로 그림에서 비정상부하(Abnormal load)는 전용의 밥솥 용기가 아닌 타 재질 중 알루미늄 소재의 용기를 사용하여 측정한 결과이다.

부하에 따른 특성을 평가한 결과, 전원전압의 변동에 따라 입력 전원전류 및 스위치 양단전압은 유사한 경향으로 변화하는 것을 알 수 있다. 다만 비정상부하에서는 스위치 양단 전압이 크게 높아짐을 알 수 있다. 따라서 상기의 실험결과를 바탕으로 부하 검출 판정의 기준전류 i_check는 무부하와 정상부하의 중간 값으로 정해 다음 실험식을 적용하였다.

$\[ i_{check}=0.0053\times V_{s\_rms}-0.01 \]$

(13)

한편, 스위치 양단의 기준전압 v_check는 스위칭 소자의 내압을 고려하여 비정상부하와 무부하간의 전압차를 6:4 비율로 적용, 다음 실험식을 적용하였다.

$\[ v_{check}=3.838\times V_{s\_rms}-62.764 \]$

(14)

식 (13)과 (14)를 적용한 부하 검출 판정 기준 일례를 표 1에 나타내었다. 전원전압 220V_rms에서 부하 검출 판정의 기준전류는 1.15 A_rms이고, 기준 스위치 양단전압은 785V로, 기준 입력전류 이상이면서 기준 스위치 양단전압 이하인 경우에만 정상 부하로 판단한다.

Table 1.

Reference of the load detection

초기 기동 시 부하 검출에 대한 흐름도를 그림 10에 나타내었다. 초기 동작을 시작하면 테스팅 펄스로 인버터를 동작시키고 부하상태 검출 시간동안 매 50ms 마다 입력 전원전류와 스위치 양단전압을 측정하여 기동 시 부하상태 검출을 실시한다. 이 때 스위치 양단 전압을 먼저 측정하여 부하 판정 기준전압 이상이면 무부하로 판정하여 동작을 정지시키고, 스위칭 양단 전압이 부하 판정 기준전압보다 작으면서 입력 전원전류가 부하 판정 기준전류보다 클 때만 정상부하로 판정한다. 정상부하로 판정된 경우 전력제어 모드로 인버터를 정상운전하게 된다. 그러나 만일 부하 검출 시간 내에 정상부하로 판정되지 않으면 인버터 동작을 정지시킨다.

Fig. 10.

Flow-chart of the load stage detection at startup

3.2.2 동작 중 부하 상태 검출

동작 중 부하 상태 검출은 사용자에 의한 부하 제거를 판단하고자 하는 것이다. 만일 사용자가 조리 용기를 제거하는 경우 인버터가 무부하 상태로 됨에 따라 전력제어에 의해 스위치 양단 전압이 상승, 스위칭 소자의 파손으로 이어질 수 있기 때문에 이에 대하여 대응으로 동작 중 부하상태 검출이 필요한 것이다.

따라서 즉, 인버터 정상동작 중에 부하상태가 크게 변하여도 스위치 양단 전압이 스위치 내압 이상으로 상승하지 않도록 하는 제어가 필요하다.

그림 11에 스위치 양단 전압의 제한 및 입력전력 제어에 대한 제어 블록도를 나타내었다. 입력전력 지령에 대한 PI제어기의 결과를 스위치 양단 전압의 제어기 지령으로 사용함으로써 스위치 양단 전압이 1100V 이상 상승하지 않도록 제한하게 된다.

Fig. 11.

Block diagram for the limit of voltage across switch and the power control

만일 동작 중 부하가 제거되어 부하 상태가 무부하가 되면 부하로 전달되는 전력이 감소하고 공진전압은 상승하게 된다. 이 때, 스위치 양단 전압을 제한하게 되면 그 결과로써 입력전력이 낮아진다.

따라서 입력전력의 지령값과 실제 입력전력의 차이를 계산하여 그 차이가 20% 이상인 상태로 400ms 이상 지속되면 부하가 제거된 것으로 판단한다. 동작 중 부하상태 검출 시간을 400ms로 정한 것은, 제어의 성능편차 및 부하전력의 순간적인 변화에 대한 안정화 시간을 고려한 것이다.

그림 12에 이상에서 기술한 동작 중 부하 상태 검출 방법의 흐름도를 나타내었다.

Fig. 12.

Flow-chart of the load detection in operation

Ⅳ. 실험결과 및 고찰

본 논문에서 제안하는 부하상태 검출방법을 가정용 1.3kW 유도가열 밥솥에 적용하여 제안한 방법의 유용성을 검증하고자 하였다.

그림 13에 실험에 사용한 유도가열 밥솥의 시스템 구성도를 나타내었다. EMI 필터, 브리지 정류기, 직류 링크, 싱글-엔디드 공진형 인버터 및 제어기로 구성된다.

Fig. 13.

Configuration of IH cooker for kitchen

여기서, 제안한 부하상태 검출을 포함하여 전력제어 및 상용 전기밥솥에 필요한 모든 제어 기능을 하나의 MCU로 구현하였다. 한편, 실험회로의 주요 정수는 표 2에 나타낸 바와 같다.

Table 2.

Parameter of experimental circuit

먼저, 전원전압 220V에서 기동 시 부하상태 검출에 대한 실험결과를 그림 14에 나타내었다. 그림 14의 (a)는 전원전압 220V에서 무부하 기동 시 실험결과로, 160ms 동안 기동 시 부하 검출 알고리즘이 동작하였으나 부하상태가 무부하로 판정되어 인버터 운전을 정지한 경우이다.

Fig. 14.

Experimental results of load detection at 220V of source voltage

그림 14의 (b)는 전원전압 220V에서 정상적인 부하상태에서 기동하였을 때의 실험파형으로, 부하가 정상으로 판단됨에 따라서 지속적으로 인버터가 운전되는 것을 확인할 수 있다. 기동 시 부하상태가 정상으로 판단되면 인버터는 조리에 필요한 전력제어 모드로 동작하게 된다.

그림 14의 (c)는 전원전압 220V에서 정상 동작 중 인위적으로 부하를 제거 시켰다가 다시 부하를 인가한 경우에 대한 실험결과를 보여주는 것이다.

인버터 동작 중 스위치 양단 전압이 일정 이상이 되지 않도록 제어를 행하기 때문에 스위칭 소자의 파손을 일어나지 않으나, 그 시간이 400msec 이상이 되면 부하가 제거된 것으로 판단하여 인버터 동작을 정지시킨다.

그림 15와 그림 16은 그림 14와 마찬가지로 기동 시 부하상태 검출을 나타낸 실험결과로 전원전압의 전압범위를 고려하여 각각 187V와 253V에서 실험한 결과 파형이다. 기동 시 무부하 상태 검출, 기동 시 정상부하 상태 검출 및 동작 중 부하 검출이 제안한 검출방법에 의해 전원전압의 변동 범위에서 안정적으로 이루어지고 있음을 보여준다.

Fig. 15.

Experimental results of load detection at 187V of source voltage

Fig. 16.

Experimental results of load detection at 253V of source voltage

끝으로, 그림 17에 전원전압에 왜곡이 있을 때의 부하상태 검출에 대한 실험결과를 나타내었다. 전원공급 시뮬레이터를 사용하여 그림 5와 동일한 파형을 발생시켰다. 최대 전압변동은 57도 근처에서 156V이다. 전원 왜란은 공장 밀집 지역에서 자주 발생하며 실험결과 제안한 방법은 전원 왜란 하에서도 부하상태를 잘 검출하고 있음을 확인하였다.

Fig. 17.

Experimental results of load detection at 220V of distorted source voltage

V. 결 론

본 논문에서는 대부분의 가정용 유도가열 밥솥에 적용되는 싱글-엔디드 공진형 인버터의 새로운 부하 검출 방법을 제안하였다. 제안된 검출 방법은 유도가열 부하의 특성을 고려함으로써 종래의 기술보다 입력전압의 변동과 왜란에 강인한 특성을 가지므로 보다 안정적으로 부하상태를 검출할 수 있다. 제안된 초기 기동 시 및 동작 중 부하 검출 방법을 1.3kW 가정용 유도가열 밥솥에 적용한 실험결과로써 제안된 부하 검출 방법의 유용성을 입증하였다. 제안된 방법은 187V, 220V와 253V의 전원전압의 변동 범위 및 최대 156V의 전원전압의 왜곡에서도 안정적으로 부하 상태가 잘 검출됨을 확인하였다.

본 논문에서 제안한 방법은 현재 연간 약 50만대 가량의 유도가열 전기밥솥에 적용되고 있으며, 향후 연구과제로는 제안한 기술을 유도가열 레인지에 적용하는 알고리즘을 개발하는 것 등이다.

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