고효율 고역률 LED 조명장치용 전원공급장치

Ⅰ. 서 론

발광다이오드(LED, Light Emitting Diode)는 다른 전통적인 전기광원들에 비하여 높은 광효율, 환경 친화성 및 낮은 유지비용 등의 장점이 있다[1]-[3]. 그래서 LED는 최근 들어 많은 산업현장에서 새로운 대체광원이 되어가고 있으며 오프라인 조명장치 응용에서도 점점 더 많이 활용되고 있다[4][5].

LED 조명장치용 전원공급장치는 통상적으로 풀브리지 다이오드 정류기와 DC-링크 커패시터 및 고주파 DC-DC 컨버터로 이루어지는 AC-DC 컨버터이다. 그러나 이러한 전통적인 전원공급장치는 DC-링크 커패시터의 전압이 정류된 라인전압보다 낮을 때에만 AC 라인으로부터 전력을 공급 받기 때문에, AC 라인 입력전류가 왜곡되며 결과적으로 역률이 낮아지는 단점이 생긴다. 따라서 이러한 문제를 해결하기 위하여 다양한 역률개선(PFC, Power-Factor Correction) AC-DC 컨버터가 제안되었다[6][7].

PFC AC-DC 컨버터는 2단 또는 단일단 전력구조로 구현된다. 2단 전력구조는 PFC 회로와 고주파 DC-DC 컨버터가 별도로 각기 구성되므로 각각의 스위치와 제어회로를 가진다. 그래서 전력손실과 제조비용이 증가하고 시스템효율도 낮다[8]. 그러나 이에 비해 단일단 전력구조는 2단 전력구조의 스위치들과 제어회로들을 각각 공유하여 하나씩만 이용함으로써 2단 전력구조의 단점을 극복한다[9]-[12]. 하지만 기존의 단일단 AC-DC 컨버터는 다음과 같은 단점을 가진다. 1) 2단 전력구조와 유사하게 큰 용량의 DC-링크 전해커패시터와 PFC 동작을 위한 별도의 부스트 인덕터를 필요로 한다. 2) 주스위치의 높은 전압스트레스와 큰 스위칭 손실을 가진다.

한편 최근 산업계의 조명장치 응용에서는, 조명장치가 점차로 고성능화, 고용량화 되면서 전원공급장치의 DC 출력부의 도통손실 문제가 시스템의 전체 효율 측면에서 중요한 문제로 부상하고 있다. 이 문제는 DC 출력부에 주로 도통저항이 큰 다이오드 정류기를 사용함으로써 발생하는 것이다[13]. 따라서 다이오드 정류기의 이러한 손실문제를 해결하기 위하여, 다이오드 보다 도통저항이 훨씬 작은 전력반도체스위치 MOSFET을 사용하는 동기정류기가 제안되었다. 그러나 동기정류기는 MOSFET을 이용하므로 다이오드 정류기와는 달리 구동회로를 반드시 필요로 하는데, 이를 위해 기존에는 전압구동방식, 전류구동방식 또는 전용 구동 IC칩 등에 의하여 구동회로를 구성하였다[14]-[16]. 하지만 기존 방식의 구동회로들은 그 구조가 복잡하여 설계가 어렵거나 제조비용이 많이 소요되는 등의 단점이 있다.

이러한 단점들을 극복하기 위하여, 본 논문에서는 새로운 고효율 고역률 LED 조명장치용 전원공급장치를 제안한다. 제안한 전원공급장치는 단일단 전력구조를 가지므로 한 개의 전력반도체 스위치와 한 개의 제어기 IC만을 이용하여 역률을 개선하며 동시에 출력전압도 조정한다. 또한 제안한 전원공급장치는 회생스너버(Regenerative Snubber)를 이용하여 주스위치의 전압스트레스를 완화함으로써 스위칭손실을 감소시키고, 동기정류기를 이용하여 2차측 정류기의 도통손실을 감소시킴으로써 전원공급장치의 효율을 향상시킨다. 적용된 동기정류기는 새로운 전압구동 방식으로 동작하며 그 구성과 동작이 간단한 장점을 가진다.

본 논문은 다음과 같이 구성된다. 2절에서는 제안한 전원공급장치의 역률개선부와 주전력변환부의 동작분석을 통하여 동작원리를 설명하고, 3절에서는 새로운 전압구동형 동기정류기의 동작방식을 설명한다. 또한 4절에서는 제안한 전원공급장치의 전력회로의 설계예시를 제시하고, 5절에서는 선정된 회로파라미터들에 의해 제작된 프로토타입의 실험결과들을 통하여 제안한 전원공급장치의 동작특성을 입증한다. 마지막 6절에서는 결론을 기술한다.

Ⅱ. 제안한 전원공급장치의 동작 원리

그림 1은 제안한 고효율 고역률 LED 조명장치용 전원공급장치의 전력회로도이다. 제안한 전원공급장치는 풀브리지 다이오드 정류기와 플라이백 컨버터로 이루어진 단일단 전력구조이다. 그러나 입력단에는 기존 단일단 AC-DC 컨버터에 있던 큰 용량의 DC-링크 전해커패시터와 부스트 인덕터가 없으며, 2차측에는 효율 향상을 위하여 동기정류기를 적용한 구조이다.

Fig. 1.

Power circuit diagram of proposed power supply for LED light equipment

2.1 역률개선 동작

그림 2는 제안한 전원공급장치의 1차측 주요부의 전압과 전류를 다음과 같은 정현파 AC 입력 라인전압 v_in의 라인주파수 스케일로 나타낸 개념파형이다.

Fig. 2.

Conceptual waveform of the voltages and currents of primary key parts of proposed power supply

$\[ v_{in}=\sqrt{2}V\sin \omega t \]$

(1)

여기서 V와 w=2πf는 각각 v_in의 실효치와 각주파수이다. 그러므로 정류전압 v_dc는 풀브리지 다이오드 정류기의 동작에 의해 다음과 같다.

$\[ v_{dc}=\left|v_{in}\right|=\sqrt{2}V\left|\sin \omega t\right| \]$

(2)

그런데 제안한 전원공급장치의 스위칭주파수 f_s(=1/T_s)는 라인주파수 f에 비해 매우 빠르므로(f_s≫f), 한 스위칭주기 동안 정류전압 v_dc는 정전압으로 간주할 수 있다. 따라서 플라이백 컨버터 동작에 의한 1차전류 i₁의 평균치 <i₁>은 다음과 같이 계산된다.

(3)

여기서 DT_s는 1차측 주 스위치 S₁의 턴온시간이다. 따라서 AC 라인 입력전류 i_in은 AC 입력단의 EMI LC 필터의 동작에 의하여 다음과 같이 주어진다.

$\[ i_{in}=\frac{D^2{T}_s}{\sqrt{2}{L}_m}V\sin \omega t \]$

(4)

그러면 유효 입력전력 P_in은 다음과 같이 계산된다.

$\[ P_{in}=\frac{1}{\pi }{\int }_0^{\pi }{v}_{in}{i}_{in}d\omega t=\frac{D^2{V}^2}{2L_m}{T}_s \]$

(5)

그러므로 제안한 전원공급장치는 식 (1), (4), (5)로부터, 역률의 정의에 의하여, 다음과 같은 단위역률(PF=1)의 고역률 전원공급장치임을 알 수 있다.

$\[ PF=\frac{P_{in}}{VI}=\frac{\frac{D^2{V}^2}{2L_m}{T}_s}{V\cdot \frac{D^2{T}_s}{2L_m}V}=1 \]$

(6)

여기서 I는 AC 입력 라인전류의 실효치이다.

2.2 주전력변환부의 동작모드 분석

그림 1에서 보듯이, 제안한 전원공급장치의 주전력변환부는 플라이백 컨버터이다. 이 회로에서 변압기는 1차권선 N₁과 2차권선 N₂로 이루어진 이상변압기 T와 자화인덕턴스 L_m, 누설인덕턴스 L_lk(L_m≫L_lk) 및 회생스너버용 보조권선 N₃로 모델링된다. 또한 회생스너버는 무손실 소자들로만 간단하게 구성되고, 동기정류기는 도통손실이 작은 전력반도체스위치 MOSFET을 이용한다. 해석의 편의상, 각 MOSFET은 기생커패시턴스와 기생다이오드를 제외하고는 이상적이며, 출력커패시턴스 C_o는 전압리플을 무시할 수 있을 만큼 충분히 크다고 가정한다.

제안한 전원공급장치의 플라이백 컨버터의 동작은 정상상태의 한 스위칭주기 동안 5개의 동작모드로 구분된다. 그림 3은 각 동작모드의 등가회로이다. 여기서 짙은 부분과 옅은 부분은 각 모드에서의 전류 도통 부분과 전류 미도통 부분을 각각 나타낸다.

Fig. 3.

Equivalent circuits of each operation mode

그림 4는 플라이백 컨버터 주요 부분의 이론적인 동작파형이다.

Fig. 4.

Theoretical waveforms of the key parts of flyback converter

모드 1이 시작되기 직전, 스위치전류 i_S1은 0이며, 회생스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 최대치 υ_Csn=V_Csn,max로 충전되어 있다고 가정한다.

모드 1(t₁~t₂): 시간 t=t₁에서 구동신호 υ_GS1에 의하여 전력반도체스위치 MOSFET S₁이 턴온되면, 스너버 커패시터 전압 υ_Csn에 의해 스너버 다이오드 D_snb가 턴온된다. 그러면 스너버 커패시터 C_sn에 충전된 에너지가 다음과 같은 전압 υ_Csn과 전류 i_Csn으로 변압기의 보조권선 N₃와 1차권선 N₁을 통하여 정류전압 υ_dc로 회생된다.

$\[ \begin{array}{c}{v}_{Csn}=n_{sn}{v}_{dc}-\left(n_{sn}{v}_{dc}-V_{Csn,\text{max}}\right)\\ \cdot \cos w_1\left(t-t_1\right)\end{array} \]$

(7)

$\[ \begin{array}{c}{i}_{Csn}=\frac{1}{n_{sn}\sqrt{L_{lk}/C_{sn}}}\left(n_{sn}{v}_{dc}-V_{Csn,\text{max}}\right)\\ \cdot \sin w_1\left(t-t_1\right)\end{array} \]$

(8)

여기서 n_sn=N₃/N₁이고, $$ w_1={\left(n_{sn}\sqrt{L_{lk}{C}_{sn}}\right)}^{-1}$$은 모드 1의 공진각주파수이다. 시간 t=t₂에서 커패시터 전류 i_Csn이 0이 되어 다이오드 D_snb가 턴오프되고, 커패시터 전압 υ_Csn은 최소값 υ_Csn=V_Csn,min이 되며, 이 때 모드 1은 종료된다.

모드 2(t₂~t₃): 시간 t=t₂에서 정류전압 υ_dc가 1차측 직렬인덕턴스 L_m+L_lk에 인가되어 다음과 같은 1차전류 i₁으로 인덕턴스 L_m과 L_lk에 에너지를 각각 충전한다.

$\[ i_1=i_{Lm}=\frac{v_{dc}}{L_m+L_{lk}}\left(t-t_2\right) \]$

(9)

이 모드 동안 스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 최소값 υ_Csn=V_Csn,min을 유지한다. 그리하여 모드 2는 시간 t=t₃에서 자화전류 i_Lm이 최대치 i_Lm=i_Lm,max가 되고 구동신호 υ_GS1을 제거하여 스위치 S₁이 턴오프되면 끝이 난다.

모드 3(t₃~t₄): 시간 t=t₃에서 구동신호 υ_GS1을 제거함으로써 1차측 MOSFET 스위치 S₁이 턴오프된다. 그러면 모드 2에서 누설인덕턴스 L_lk에 저장된 에너지로 인하여 스너버 다이오드 D_snu가 턴온되며, 스너버 커패시터 전류 i_Csn이 다음과 같이 흐른다.

$\[ i_{Csn}=I_{Lm,\text{max}}\cos w_3\left(t-t_3\right)+\sqrt{\frac{C_{sn}}{L_{lk}}}\cdot \left(\frac{V_o}{n_T}-V_{Csn,\text{min}}\right)\sin w_3\left(t-t_3\right) \]$

(10)

여기서 n_T=N₂/N₁이고, $$ w_3=\sqrt{L_{lk}{C}_{sn}^{-1}}$$는 모드 3의 공진각주파수이다. 그리하여 L_lk의 에너지는 스너버 커패시터 C_sn에 흡수되므로 스위치 S₁의 전압스트레스가 제한되고 완화된다.

또한 이 때 2차측의 동기정류기 MOSFET 스위치 S₂가 턴온되어 2차전류 i₂를 흘리므로, 자화인덕턴스 L_m에 충전된 에너지가 2차측으로 전달되기 시작한다. 이 때 변압기 1차전압은 υ₁=-V_o/n_T로 클램프되고 자화전류 i_Lm은 다음과 같이 흐른다.

$\[ i_{Lm}=I_{Lm,\text{max}}-\frac{V_o}{n_T{L}_m}\left(t-t_3\right) \]$

(11)

시간 t=t₄에서 스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 다음과 같은 최대치 υ_Cn=V_Csn,max가 되며, 커패시터 전류 i_Csn이 0이 되어 다이오드 D_snu는 턴오프되면서 모드 3은 종료된다.

$\[ v_{Csn}\left(t_4\right)=V_{Csn,\text{max}}=V_{Csn,\text{min}}+\sqrt{\frac{L_{lk}}{C_{sn}}}{I}_{Lm,\text{max}} \]$

(12)

모드 4(t₄~t₅): 이 모드 동안 자화인덕턴스 L_m에 충전된 에너지는 변압기 2차측으로 계속 전달되고, 변압기 1차전압 υ₁ 역시 υ₁=-V_o/n_T로 계속 클램프되며, 자화전류 i_Lm은 다음과 같이 흐른다.

$\[ i_{Lm}=i_{Lm}\left(t_4\right)-\frac{V_o}{n_T{L}_m}\left(t-t_4\right) \]$

(13)

여기서 i_Lm(t₄)는 식 (11)에 의해 주어지는 시간 t=t₄에서의 자화전류이다.

이 모드 동안 스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 최대치 υ_Csn=V_Csn,max를 계속 유지한다. 시간 t=t₅에서 자화전류 i_Lm과 2차전류 i_S2가 0이 되고 동기정류기 MOSFET 스위치 S₂가 턴오프되면 모드 4는 끝난다.

모드 5(t₅~t₆): 시간 t=t₅에서 누설인덕턴스 L_lk와 등가 합성커패턴스($$ =C_{S1}\parallel n_T^2{C}_{S2}$$)가 공진하기 시작하고, 이 모드에서 1차측 MOSFET 스위치 S₁의 전압 υ_S1은 다음과 같이 주어진다.

$\[ v_{S1}=v_{dc}+\frac{V_o}{n_T}\cos w_5\left(t-t_5\right) \]$

(14)

여기서 $$ w_5=\sqrt{L_{lk}{\left(C_{S1}\left|\right|n_T^2{C}_{S2}\right)}^{-1}}$$는 이 모드의 공진각주파수이다. 이 모드 동안, 스위치 전압 υ_S1은 감소하고 종료 시점인 시간 t=t₆에서 최소 전압 υ_S1=υ_dc-V_o/n_T가 된다. 따라서 스위칭손실 역시 감소한다.

이 후, 스위치 S₁이 턴온되면 모드 1이 다시 시작되고, 이상과 같은 스위칭주기가 반복된다.

Ⅲ. 새로운 전압구동형 동기정류기

제안한 전원공급장치는 2차측 DC 출력부의 도통손실을 감소시키기 위하여 도통저항이 큰 다이오드 대신 전력반도체스위치 MOSFET에 의한 동기정류기를 이용한다. 그러나 동기정류기는 MOSFET의 구동을 위한 구동회로를 반드시 필요로 한다.

그림 5는 제안한 전원공급장치의 2차측에 적용된 새로운 전압구동형 동기정류기의 구동회로도이다. 구동회로는 푸쉬풀 회로를 이용하는 간단한 형태이다. 여기서 저항 R_det와 다이오드 D_det 및 저항 R_pulse는 변압기 2차권선에 유기되는 전압의 레벨과 극성을 검출하여 동기정류기의 동기신호를 발생하는 역할을 한다. 또한 트랜지스터 Q_on과 Q_off는 동기신호에 따라 각각 턴온, 턴오프함으로써 동기정류기 MOSFET S₂를 구동하는 역할을 한다. R_drive는 구동전류를 제한하는 저항이고, R_b는 트랜지스터의 베이스 저항이며, R_GS2는 S₂의 게이트 저항이다. 동기정류기의 구동전압으로는 출력전압 V_o를 이용한다.

Fig. 5.

Driving circuit diagram of the new voltage driven synchronous rectifier of proposed power supply

그림 6은 적용된 동기정류기 구동회로의 정상상태 동작을 나타낸 것이다. 그림 6(a)는 동기정류기의 이론적 동작파형이고, 그림 6(b)와 (c)는 각각 동기정류기의 턴온과 턴오프 모드의 등가회로도이다. 그런데 동기정류기 스위치 S₂의 턴오프 시의 과도기적 상태는 동기정류기의 전체 동작에서 그 효과가 미미하므로, 본 설명에서는 편의상 생략한다.

Fig. 6.

Operation of proposed synchronous rectifier

그림 6(b)의 동기정류기의 턴온 모드에서는, 변압기 2차권선의 전압레벨 υ₂가 양(+)이 되면 다이오드 D_det가 턴온되므로, 직렬접속점 SYN에 높은 레벨의 동기신호가 발생하여 트랜지스터 Q_on이 턴온되고 트랜지스터 Q_off는 턴오프된다. 그러면 게이트 충전전류가 Q_on을 통하여 구동전압 V_o로부터 저항 R_drive와 R_GS2를 거쳐 흘러 MOSFET S₂의 게이트를 MOSFET 문턱전압(Threshold Voltage) 이상으로 충전함으로써 S₂가 턴온된다.

또한 그림 6(c)의 동기정류기의 턴오프 모드에서는, 변압기 2차권선의 전압레벨 υ₂가 0 또는 음(-)이 되면 다이오드 D_det가 턴오프되어 직렬접속점 SYN에 낮은 레벨의 동기신호가 발생된다. 그러면 트랜지스터 Q_on은 턴오프되고 트랜지스터 Q_off가 턴온되어, MOSFET S₂의 게이트에 충전된 턴온 충전전압이 Q_off를 통하여 저항 R_GS2를 거쳐 방전된다. 그리하여 S₂는 턴오프된다.

제안한 전원공급장치의 동기정류기는 구조와 구동방식이 간단하고 소요 부품수도 최소화 되므로 제조비용이 감소하는 장점이 있다.

Ⅳ. 전력회로의 설계예시

제안한 전원공급장치의 동작특성을 입증하기 위하여 프로토타입을 다음의 사양으로 설계한다.

• • AC 입력 라인전압: V_in=85~265V/60Hz
• • 최대출력전력: P_o,max=40W(V_o=40V/I_o,max=1A)
• • 최소 AC 입력 라인전압 시의 최소 스위칭주파수: f_s,min=50kHz
• • 최대 출력전류 시의 공칭(nominal) 턴온듀티/설계효율: D_nom=0.45/η=93%

제안한 전원공급장치는 전압모드/임계도통모드로 동작하는 일반적인 PFC제어 IC를 제어기로 활용함으로써 제어회로를 간략화한다.

스위칭주파수 f_s는 AC 입력 라인주파수 f보다 매우 빠르다(f_s≫f). 따라서 한 스위칭주기 동안의 AC 입력 라인전류 i_in은 상수로 볼 수 있기 때문에, 그 최대치 I_in,max는 다음과 같이 계산된다.

여기서 η는 설계효율이다(η=0.93). 따라서 AC 입력단의 풀브리지 다이오드를 600V/3A급의 상용 풀브리지 다이오드로 선정한다. 그리고 1차측 주스위치의 최대 전류 I_S1,max는 다음에 의해 주어진다.

여기서 턴온듀티 D는 공칭 턴온듀티 D_nom으로 둔다(D=D_nom). 또한 변압기 1차전압 υ₁은 다음과 같다.

따라서 식 (15)~(17)과 설계사양으로부터 자화인덕턴스 L_m은 다음에 의해 L_m=340μH로 선정된다.

그러면 변압기 1차권선수 N₁은 다음의 인덕턴스 식에 의해 계산된다.

여기서 μ_m은 변압기 코어의 투자율(Permeability)로써 릴럭턴스 R_m의 역수이다(μ_m=1/R_m). 그러므로 본 프로토타입에서 이용하는 변압기 코어의 투자율인 μ_m=240nH/T²을 식 (19)에 적용하여 변압기 1차권선수를 N₁=37T으로 선정한다. 그리고 변압기 2차권선수 N₂는 플라이백 컨버터의 전압전달비 식에 의해 다음과 같이 계산된다.

여기서 턴온듀티 D는 공칭 턴온듀티 D_nom으로 둔다. 그리하여 2차권선수는 N₂=16T으로 선정한다.

1차측 MOSFET 스위치 S₁의 최대 전압스트레스 V_S1,max는 플라이백 컨버터의 동작에 의하여 다음과 같이 계산된다.

따라서 스위치 S₁은 600V/12A급의 상용 MOSFET으로 선정한다. 또한 2차측 동기정류기 MOSFET 스위치 S₂는 다음과 같은 최대 턴오프 전압 V_S2,max와 스위치 도통 최대 전류 I_S2,max에 의해 선정된다.

따라서 스위치 S₂는 400V/10A급의 상용 MOSFET으로 선정한다.

그림 3(a)의 모드 1의 동작과 그림 4에 의하면, 스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 식 (7)로부터 다음과 같은 평균치 V_Csn으로 근사화가 가능하다.

그런데 1차 스위치 S₁의 턴온 시 자화인덕턴스 L_m에 충전된 에너지가 S₁의 턴오프 시 스너버 커패시터 C_sn이 아닌 2차 출력단으로 전달되도록 하려면 스너버 커패시터 전압 υ_Csn은 다음을 만족해야 한다.

그리하여 식 (24)와 (25)로부터, 회생스너버용 보조권선수 N₃는 다음의 부등식에 의하여 결정된다.

여기서 υ_dc는 정류된 최소 AC 입력 라인전압의 피크치로 둔다($$ v_{dc}=\sqrt{2}{V}_{in,\text{min}}$$). 식 (26)의 계산 결과와 변압기의 권선 구조 등을 고려하여, 적절한 보조권선수를 N₃=13T으로 결정한다.

또한 모드 1의 LC 공진은 공진 반주기 동안 완결되어야 하므로, 스너버 커패시턴스 C_sn의 가능한 범위는 다음과 같이 주어진다.

여기서 I_Lm,max는 최대 자화전류이고, L_lk는 변압기 1차측의 누설인덕턴스이며, DT_s는 공칭 스위치 턴온시간 D_nomT_s로 둔다(DT_s=D_nomT_s). L_lk는 선정된 자화인덕턴스 L_m을 실제 변압기에 구현한 후 측정된 값을 대입한다. 그리하여 스너버 커패시턴스를 상용 커패시턴스 값인 C_sn=3.3μF으로 선정한다.

단일단 전력구조의 제안한 전원공급장치에서의 DC 입력 커패시터 C_dc는 고주파 성분의 감쇠를 위한 노이즈 필터 역할만 하면 되므로, 큰 용량의 전해커패시턴스를 필요로 하지 않는다. 따라서 본 프로토타입에서는 설계 전력용량에 적합한 입력 필터 커패시턴스로 상용 커패시턴스 값인 C_dc=0.47μF을 선정한다. 그리고 출력 커패시턴스 C_o는 다음과 같은 출력전압 리플 ΔV_o에 의해 결정된다.

여기서 DT_s는 공칭 스위치 턴온시간 D_nomT_s로 둔다. 그리하여 출력 커패시턴스를 C_o=2200μF으로 선정한다.

Ⅴ. 실험 결과

제안한 전원공급장치의 동작특성을 입증하기 위하여, 4절에서 선정한 회로파라미터들에 의해 제작된 프로토타입으로 실험을 수행하였다.

그림 7은 제안한 전원공급장치의 AC와 DC 입력 각 부의 전압, 전류와 최종 출력전압 V_o의 실험파형을 보인다. 그림 7(a)에서 AC 라인 입력전류는 거의 정현파이고 AC 라인 입력전압과 동상이며, DC 출력전압이 목표 출력전압 V_o=40V로 잘 조정되고 있음을 볼 수 있다. 또한 그림 7(b)에서는 DC 입력부의 정류전압 υ_dc를 1차측 MOSFET 스위치 S₁의 스위칭에 의해 안정적으로 모듈레이션함도 확인할 수 있다. 이로부터 제안한 전원공급장치가 단일단 전력구조로써 PFC 동작과 출력전압의 제어를 양호하게 수행함을 확인할 수 있다.

Fig. 7.

Experimental waveforms of the input part voltages/current and output voltage of the proposed power supply

그림 8은 제안한 전원공급장치의 플라이백 컨버터 회로 주요부의 실험파형이다. 그림 7과 8의 각 실험파형이 그림 2와 4의 이론적 파형과 거의 일치하므로, 이로부터 본 논문에서의 제안한 전원공급장치의 동작특성 해석과 각 회로파라미터의 설계가 타당함을 확인할 수 있다. 또한 적용된 제어기가 전원공급장치의 제어를 양호하게 수행하므로, 부품시장에서 쉽게 구입할 수 있는 일반적인 PFC 제어 IC로도 제안한 전원공급장치의 제어기를 충분히 구현할 수 있음도 확인할 수 있다.

Fig. 8.

Experimental waveforms of the main parts of proposed power supply

그림 9는 제안한 전원공급장치가 전부하로 동작할 때 2차측 동기정류기 MOSFET 스위치 S₂의 전압 υ_S2와 구동신호 υ_GS2 및 2차전류 i₂를 보인다. 이로부터 동기정류기의 제안한 구동회로가 양호하게 동작하며, 스위치 S₂가 이 구동회로에 의해 정확하게 동작함을 확인할 수 있다.

Fig. 9.

Experimental waeforms of the main parts of synchronous rectifier

그림 10은 제안한 전원공급장치의 역률과 효율 그래프를 보인다. 그림 10(a)는 광범위 입력전압에서의 제안한 전원공급장치의 역률변화를 나타내는 그래프이다.

Fig. 10.

Graphs of power-factor variation and efficiency comparison of the proposed power supply

그림 10(a)에서 제안한 전원공급장치의 역률이 전전압 영역에 걸쳐 0.98이상의 고역률로 동작함을 확인할 수 있다. 또한 그림 10(b)는 제안한 전원공급장치의 효율 비교그래프이다. 여기서 아래 곡선은 전통적인 단일단 전력구조에 의한 LED 조명장치용 전원공급장치의 효율이다.

3이 전원공급장치는 비교를 위하여 본 프로토타입과 같은 사양으로 제작된 것이며, 각 효율은 동일한 조건으로 측정되었다. 제안한 전원공급장치의 최고 효율은 공칭 AC 라인전압(v_in=220V)일 때 약 92.5% 정도였다. 그림 11은 제안한 전원공급장치의 실제 제작된 프로토타입의 사진이다.

Fig. 11.

Prototype picture of the proposed power supply

Ⅵ. 결 론

본 논문에서는 새로운 LED 조명장치용 고효율 고역률 전원공급장치를 제안하였다. 제안한 전원공급장치는 풀브리지 다이오드 정류기와 플라이백 컨버터로 구성된 단일단 전력구조이다. 따라서 제안한 전원공급장치는 한 개의 제어기 IC와 한 개의 전력반도체 스위치만을 이용하여 전원공급장치의 역률을 개선하고 동시에 출력전압도 조정한다. 그리고 회생스너버를 이용하여 1차측 주스위치의 전압스트레스를 완화하여 스위칭손실을 감소시키며, 2차측에는 동기정류기를 적용하여 정류기의 도통손실을 감소시킴으로써 효율을 향상한다. 본 논문에서는 제안한 전원공급장치의 역률개선부와 주전력변환부인 플라이백 컨버터의 동작분석을 통하여 제안한 전원공급장치의 동작원리를 설명하였다. 또한 제안한 전원공급장치에 적용된 새로운 전압구동형 동기정류기의 동작원리를 설명하고 제안한 전원공급장치의 전력회로의 설계예시를 제시하였다. 그리고 설계예시에서 선정된 회로파라미터들로 제작한 프로토타입의 실험결과들을 통하여 제안한 전원공급장치의 동작특성을 보였다.

Acknowledgments

본 연구는 순천향대학교 학술연구비 지원으로 수행하였음.

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