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현재 대부분의 무선 통신 시스템은 직교 신호(Quadrature signal)를 사용하여 변, 복조를 하고 있기 때문에, 낮은 위상 잡음(Phase noise)를 가지면서 진폭(Ampliture)/위상(Phase) 부정합(Mismatch)이 작은 직교 신호를 생성하는 방법에 대한 연구가 진행되고 있다. 현재 많이 사용되는 방법은 크게 첫 번째 직교위상형 전압 제어발진기 QVCO(Quadrature Voltage Controlled Oscillator)를 사용하는 방법, 두 번째, VCO와 1/2주파수 분주기(Frequency divider), 세 번째, 단상 VCO와 다중위상필터(PPF, Poly-Phase Filter)를 사용하는 방법이 있다. 이 논문에서는 이들에 대한 특징에 대해 장단점으로 구분해 설명할 것이다[1]-[4].

첫 번째 방법인 QVCO는 그림 1에서 보이는것처럼 커플링 트랜지스터를 사용하여 동일한 두 VCO를 직접 연결(Direct connection)과 교차 연결(Cross connection)함으로써 같은 주파수에서 동작하는 분리된 I/Q 신호를 생성하는 방법이다. 이 방법은 두 개의 VCO를 사용함으로 인한 인덕터의 증가로 인해 큰 면적을 차지하고, VCO의 잡음 원인인 트랜지스터의 증가로 위상잡음이 증가하는 단점을 가지지만 추가의 버퍼가 필요 없어 상대적으로 적은 전류를 사용한다는 장점을 가지고 있다.

Fig. 1. 
Block circuit and signal phase of QVCO

두 번째 방법인 VCO와 1/2주파수 분주기(Frequency divider)를 사용한 방법은 그림 2에서 보이는 것처럼 master-slave 플립플롭 구성된 주파수 분주기의 출력을 사용하여 I/Q 신호를 만들어 낸다. 이 구조는 주파수 분주기의 사용으로 원하는 주파수를 위해 VCO는 두 배의 주파수에서 동작해야 한다. 그러므로 보다 작은 크기의 인덕터를 사용하고 주파수 분주기의 면적이 매우 작으므로 집적화 측면에서 큰 장점을 가지고 있으며, 두 배의 주파수 사용으로 LO pulling을 피할 수 있다. 하지만 이 방법도 출력 단에 버퍼가 필요하게 되므로 전체 전력 소모는 증가하게 된다[5].

Fig. 2. 
Block diagram of VCO+1/2 frequency divider

세 번째 방법인 PPF를 이용한 방법은 그림 3에서 나타낸 것과 같이 RC-네트워크의 위상 변화를 사용하여 I/Q 위상 신호를 만들어낸다. 하지만 출력 진폭을 일정하게 하기 위해 다단의 RC 네트워크를 직렬로 연결 해야 하기 때문에 저항(Resistance)에 의한 손실이 생기게 된다. 이로 인한 LO 전압 swing의 감소는 mixer의 잡음을 증가시키는 원인이 되므로, 이를 보상하기 위해 출력 단에 큰 전류를 소모하는 버퍼 스테이지가 필요하게 되므로 이로 인한 큰 전력을 소모한다는 단점을 가진다. 그러나 PPF 소자들의 부정합(Mismatch)에 의한 민감도(Sensitivity)를 줄이면서 광대역의 직교위상 신호 발생을 위해 효과적인 방법으로 사용된다[6].

Fig. 3. 
Block diagram of poly-phase network

본 논문에서는 광대역의 주파수를 커버하기에 세 방식 중 제일 적합한 방식인 세 번째 방식을 선택하였다. 이를 선택함으로써 IEEE 802.11a의 하위 및 중간 대역을 직접 변환 네트워크를 커버하기에 충분한 범위를 가질 수 있었다. 2.0GHz부터 2.7GHz의 동작 범위를 갖고 있어야 하므로 광대역을 커버할 수 있는 단상 VCO와 PPF를 사용하는 방법을 선택하였다.

PPF는 소자들의 부정합에 의한 민감도를 줄이면서 광대역의 직교위상 신호 발생을 위해 효과적인 방법으로 사용된다.

본 연구에서 VCO의 넓은 주파수 대역에 걸쳐 크기 에러(Amplitude error) 없이 LO 신호를 mixer에 전달하고, Sub-harmonic mixer 입력으로 8개의 phase를 가지는 신호를 만들기 위해서 사용하였다.

본 연구에서 직접 변환 방식의 수신기 구조의 필연적인 문제로 나타나는 DC-offset 효과를 제거하기 위하여 LO 주파수의 두 번째 고조파신호를 사용하는 서브 고조파 혼합(Sub-harmonic mixing)방식을 사용하였다. 서브 고조파 혼합 믹서의 입력에서는 I/Q 신호를 합성하기 위해 8개의 위상(0°, 90°, 180°, 270°, 45°, 135°, 225°, 315°)을 필요로 한다. 본 연구에서는 8개의 다중 위상발생기를 만들기 위해서 PPF를 이용한 VCO를 스위치 캐패시터 구조의 VCO로 설계하였다.

수신기는 그림 4에 도시된 바와 같이 구성되며, 그 중 본 설계는 PPF와 제한 증폭기(Limiting amplifier), LC-tank VCO 를 포함한다. 직교 복조의 경우, 서브 고조파 믹서를 이용하였기 때문에, PPF 출력의 진폭 불균형을 제거하는 PPF와 진폭 제한 증폭기로 구성된 위상 천이 네트워크에 의해 생성되는 45º로 이격된 8개의 서로 다른 LO 신호를 필요로 한다.

Fig. 4. 
Direct-conversion receiver for IEEE 802.11a

본 논문에서는 IEEE 802.11a의 서브 고조파 혼합 방식을 사용한 직접 변환 수신기를 위해 45º 간격으로 8개의 국소 발진기(LO) 신호를 생성하는 CMOS LC-탱크 전압 제어 발진기(VCO) 및 고성능의 위상 천이 네트워크를 제시하였다. RC-CR 필터 출력에서의 진폭 및 위상 에러는 본질적으로 부정합 특성을 갖기 때문에 제한 증폭기에 의해 보상되도록 설계하였다. 0.18mm UMC RF CMOS 기술로 구현된 LC-탱크 VCO 및 위상 천이 네트워크의 측정 결과로 다른 논문들과 비교를 하였고 위상과 크기 에러에서 좋은 결과를 얻을 수 있었다.

VCO 중심 회로는 그림 5에서와 같이 CMOS의 교차-coupled 구조에 nMOS tail 전류소스를 사용한 구조이다. VCO에 요구되는 주파수는 802.11a 전 주파수 대역의 절반인 약 2.5-3GHz이지만, 공정 변화에 따른 주파수의 변화를 고려하면 주어진 주파수 대역의 1.5배인 750MHz의 튜닝 범위가 필요하다.

Fig. 5. 
CMOS LC-tank VCO

넓은 주파수 대역을 고려하여 LC-tank의 설계는 비교적 C_max/C_min이 큰 MOS 바렉터와 스위치 캐패시터를 사용하여 광대역의 주파수 튜닝이 가능하도록 설계하였다.

스위치 캐패시터의 동작은 다음과 같다. pMOS는 최소 두께(Width)와 큰 길이(Length)를 통해 트랜지스터가 동작 시 큰 임피던스의 r_ON 저항을 가지게 되고, nMOS는 최소 길이와 큰 두께를 통해 트랜지스터의 동작 시 매우 작은 임피던스의 r_ON 저항을 갖게 된다. 그러므로 스위치가 꺼질 때, pMOS가 단락되고 nMOS는 오픈되며, 캐패시터의 한 쪽 단자가 floating되어 캐패시터의 효과는 사라지게 되어 출력 노드에 캐패시터가 없는 것처럼 동작하게 된다.

반대로 스위치가 켜질 때 nMOS가 켜지고 pMOS가 꺼지면 캐패시터의 한쪽 단자가 단락됨으로써 캐패시터가 출력 노드에 연결되어 LC-tank의 공진 주파수를 낮게 함으로 공진 주파수가 낮은 주파수로 이동하게 된다. 스위치 캐패시터는 metal-to-metal 캐패시터를 사용하여 고조파 왜곡을 개선할 수 있으며, tail 전류 소스의 1/f 잡음에 기여하는 고조파 성분을 제거하기 위해 tail 캐패시터를 전류소스에 병렬로 연결하여 위상잡음을 개선하였다[6].

그림 6은 PPF를 사용하여 다중위상을 생성하는 회로도이다. PPF는 소자들의 부정합에 의한 민감도를 줄이면서 광대역의 직교 신호 발생을 위해 효과적인 방법으로 사용된다. 본 연구에서 VCO의 넓은 주파수 대역에 걸쳐 크기 에러 없이 LO 신호를 믹서에 전달하고, 믹서 입력으로 8개의 위상을 가지는 신호를 만들기 위해서 사용하였다.

Fig. 6. 
Poly-phase filter and limiting amplifier

여기서 직교 신호는 출력에서 ±45°의 위상 천이를 가지는 RC-CR 네트워크를 사용하여 만들게 되는데 이것의 두 출력은 하나의 입력 주파수 ω=1/RC 에서만 동일한 크기를 가지게 된다. 추가적으로 두 병렬 경로 사이의 R과 C의 부정합에 의해 크기 및 위상의 균형이 맞지 않게 된다. 그러므로 RC-CR 네트워크를 3단 이상 연결하여 사용함으로써 넓은 주파수 대역에 걸쳐 동일한 진폭을 제공할 수 있다.

그림 6과 같이 45° 위상을 위해 3단, 0° 위상을 위해 4단의 RC-네트워크를 사용하여 8개의 원하는 위상을 갖도록 PPF[5][6]를 설계하였다. 하지만 8개의 위상을 만들기 위해 단수가 서로 다른 RC- 네트워크를 사용하기 때문에 전체 손실이 다르므로 출력 진폭이 맞지 않게 된다. 그러므로 필터에 의한 손실을 보상하고 모든 위상의 진폭을 일정하기 위해 3단의 차동구조(Differential pair)를 가지는 제한 증폭기를 사용하였다. 그림 6은 PPF와 제한 증폭기의 전체 회로를 표현한 것이다. 그림 6과 같이 3, 4단의 PPF를 사용하여 8개의 서로 다른 위상 신호를 구현하였고, 서로의 크기 에러를 보상하기 위해 제한 증폭기를 사용하였다.

제한 증폭기의 구성은 그림 7과 같이 3단의 차동 구조를 가지는 제한 증폭기를 직렬로 연결하여 구현하였다. 첫 번째 증폭기는 큰 출력의 파워를 갖도록 설계하였고, 다음 단은 voltage 스윙을 Vdd~ (Vdd-IR)의 출력으로 제한하기 위해 출력 공통 모드레블을 높이도록 설계하였고, 마지막 단은 실제 mixer의 입력 파워(Input power)를 내도록 설계하였다.

Fig. 7. 
3-stage limiting amplifier

그림 8은 제한 증폭기를 통해 나타난 출력 파형이며 출력 진폭의 크기는 모든 출력에서 일정하게 나타나는 것을 볼 수 있다. 출력 위상은 같은 RC-network에서 나오는 90°위상 차이는 비교적 정확하지만 서로 다른 network에서 출력되는 0°와 45°의 위상차는 비교적 크게 나타남을 볼 수 있다. 이는 서로 다른 RC-network의 단 수 차이에 의한 delay 및 진폭이 다른 파형의 증폭 과정에서 DC 값의 차이로 인해 이와 같은 차이가 발생하게 된다.

Fig. 8. 
Output waveform of limiting amplifier

공정은 그림 9에서 보이듯이 탑 레이아웃만 표현된 1-폴리, 6-금속(1-poly 6-metal) UMC 0.18µm RF CMOS 공정을 사용하였고, 그림 10에서 보이듯이 MLF 패키징을 사용하였고, 전체 칩 크기는 4.1×4.1[mm]이었다. 패키지는 Amkor Technology 7×7[mm] 48 Lead MLF 패키지를 사용하였다. PCB는 고주파에 적합한 Rogers 4003C 기판을 사용하여 설계하였다.

Fig. 9. 
Layout of the VCO and phase-shifting network

Fig. 10. 
Full chip layout & package

그림 11은 실제 측정하기위한 하우징과 테스트 베드의 사진이다. 최하위층(Bottom layer)은 접지층(Ground layer)으로 제작한 하우징에 연결되어 외부로부터의 잡음을 차단하도록 하였다. VCO는 외부에서의 가변저항을 통한 전압과 on/off 스위치를 통하여 동작 주파수를 측정하도록 하였다.

Fig. 11. 
Test bed for VCO and Octa-LO signals

회로의 모든 bias 전압은 가변 저항을 사용하여 외부에서 전압 변화에 따른 특성을 제어하도록 하였다. PCB에 사용한 캐패시터는 Murata의 칩 캐패시터를 사용하였고, 저항은 삼성전기의 칩 저항을 사용하였다. PCB I/O 인터페이스 회로 중 VCO 출력(VOUT, VBOUT)은 AC 커플링 하였고, 제한 증폭기 출력은 오픈 드레인 형태로 PCB에서 AC 커플링하고 공급 전압을 가하도록 하였다.

그림 12에서는 전압 조절 및 스위치의 상태에 따른 VCO의 튜닝 주파수 특성을 나타 내었다. 레이아웃에 의한 기생 캐패시턴스 값과 수동 소자인 L, C값의 톨러런스에 따른 주파수 차이가 400MHz정도 시뮬레이션과 측정된 주파수 차이가 있었다.

Fig. 12. 
Measured frequency tuning characteristics of the VCO

VCO의 주파수 튜닝 특성은 700MHz의 가변 범위를 가지고 있음을 확인하였고 이는 VCO가 하위 및 중간 대역에서 동작하는 IEEE 802.11a의 직접 변환 수신기에 사용될 수 있음을 확인할 수 있었다.

VCO의 주파수 스펙트럼 및 위상 잡음 특성은 Agilent E4407B ESA-E 스펙트럼 분석기를 사용하였고, 위상 에러는 Agilent DCA86100 오실로스코프를 사용하여 측정하였다. 오실로스코프의 트리거는 VCO의 버퍼를 통해 출력되는 파형을 입력으로 사용하고, 앰프의 버퍼를 통해 출력되는 파형의 위상을 비교하여 위상 에러를 측정하였다. 그림 13에서는 중심 주파수가 2.254GHz인 VCO의 출력 스펙트럼이며, 약 -8.6dBm의 파워를 나타내고 있다. VCO의 위상 노이즈는 그림 13과 같이 1 MHz 오프셋에서 -119.68 dBc/Hz로 측정되었다.

Fig. 13. 
Measured phase noise of the VCO

그림 14는 제한 증폭기 출력 파형을 측정한 것이다. 먼저 위상 에러의 측정은 270°의 영점 크로싱(Zero-crossing)되는 지점을 기준으로 하여 다른 출력 파형 간의 지연 시간을 관찰하여 계산하였다. 측정 오차는 VCO의 중심 주파수가 조금씩 변함에 따라 발생할 수 있고, 사람의 눈으로 관찰하기 때문에 측정 오차를 발생시킬 수 있었다. 443ps의 주기를 갖는 출력의 위상 에러는 다음과 같다.

Fig. 14. 
Measured waveform of octa-phase LO signals

• PPF135 출력 : 165.9 [ps] => 134.82° (-0.18° error)
• PPF180 출력 : 109.6 [ps] => 89.37° ( -0.63° error)
• PPF225 출력 : 56.3 [ps] => 45.75° (+0.75° error)

시뮬레이션 결과와 비교하여 비교적 측정된 위상 에러는 작은 것으로 나타났다. 하지만 진폭 에러가 비교적 크게 나타났는데, 그 이유는 시뮬레이션에서 출력 로딩 캐패시턴스에 의한 영향을 고려하지 않아 서로 다른 RC-네트워크를 거친 출력 파형이 동일 하게 제한되지 않았기 때문이다.

그림 14는 측정된 135 µs의 위상 시프트와 신호가 도시되어 있다. 8개의 신호 출력 간의 진폭 불일치는 2.0-2.7GHz의 주파수 범위에서 0.2dB보다 작게 얻을 수 있었다. 위상 정확도는 전체 대역에서 0.75˚보다 낮게 측정되었다.

표 1은 다른 논문들 [7]-[10]과의 비교를 나타낸 보이는 것처럼 다른 논문들에서 얻은 결과보다 우수한 것으로 측정되었다. 특히 기존의 CMOS QVCO들과 비교해 이 논문의 PPF를 이용한 다중 위상 천이 네트워크는 크기 에러를 0,2dB 이내로 위상 에러를 0.75˚만큼 작게 얻을 수 있었고, 기존 논문들과 비교하여 최대 14dB나 개선된 위상잡음특성을 얻을 수 있었으며, 그림 13에서 보여지는 것처럼 119.68 dBc/Hz의 낮은 위상 잡음을 얻을 수 있었다. 또한 보다 간단한 구조로 튜닝 레인지를 700MHz의 광대역으로 동작하도록 설계하였다.

본 논문에서는 IEEE 802.11a의 직접 변환 수신기를 위한 CMOS LC 탱크 VCO 및 다중 위상 천이 네트워크가 기술 되었다. RC-CR 필터 출력에서의 진폭 및 위상 불일치는 필연적으로 발생하는데 본 연구에서는 제한 증폭기에 의해 보상할 수 있었다. 직접변환 수신기는 45˚ 간격으로 다중 LO 신호를 필요로 하는데, LO 누설로 인한 DC-오프셋을 제거하기 위한 부조화 혼합 구조를 이용하였다. 제안된 VCO 및 위상 천이 네트워크는 1-폴리 6-금속, 0.18-mm UMC RF CMOS 기술로 구현되었다.

측정된 결과에 따르면 제안된 VCO는 2.0부터 2.7GHz까지 튜닝할 수 있도록 700MHz의 튜닝 레인지를 갖도록 광대역으로 구현하였다. 이는 IEEE 802.11a의 하위 및 중간 대역을 커버하기에 충분한 주파수 대역이며 VCO의 위상 노이즈는 1MHz 오프셋에서 –119.68dBc/Hz을 얻을 수 있었다. 위상 에러 및 진폭 매칭의 측정된 정확도는 2.0-2.7GHz의 주파수 범위에서 각각 0.75º 이하를 얻을 수 있었고 0.2dB보다 작게 얻을 수 있었다. 제안된 다중 시프트 네트 워크와 VCO의 장점은 보다 간단한 구조로 튜닝 레인지를 700MHz의 광대역으로 동작하도록 설계하였다.