Current Issue

최근 들어, 신재생 에너지가 새로운 전원으로 큰 주목을 받고 있다. 신재생 에너지에 의한 전원의 대표적인 예로는 저전압 직류 출력의 연료전지나 태양광 어레이 또는 중간 저장 축전지 등이 있다. 이러한 전원은 통상적으로 다시 다른 전원공급장치의 직류 입력전원으로 이용되는데, 그 전압이 매우 낮은 편이다. 그러나 산업현장에는 입력 전원으로 고전압 직류를 필요로 하는 전원공급장치가 다수 있다[1]-[4]. 그래서 이를 위하여 전통적 방식의 승압 직류 전력변환기를 많이 이용하기도 하는데, 그럴 때 이 직류 전력변환기는 그 구조적 문제로 인하여 극단적으로 큰 듀티 사이클에서 동작하게 될 뿐만 아니라, 그 승압비가 회로의 기생요소에 의해 큰 영향을 받으며, 효율 저하와 다이오드의 역회복 및 전자유도장해(EMI, Electromagnetic Interference) 문제 등이 심화되는 경향이 있다[5]-[8].

그런데 이때 전통적 방식의 승압 전력변환회로를 직렬로 2개 이상 연결하여 캐스케이드 형태의 승압 직류 전력변환기를 사용하면, 듀티 사이클의 확대 없이 승압비를 간단하게 증가시킬 수 있다[9]. 하지만 이러한 방식에서는 전력반도체스위치(스위치) 역시 다수 개가 필요하며 전력처리단의 갯수가 증가하면서 전력변환기의 전체 효율이 저하되는 단점이 있다. 또한 1개의 스위치를 이용하는 N-단 캐스케이드 승압 전력변환기도 고승압비의 직류 전력변환기를 구현하기 위해 제안되기는 하였으나[10][11], 이 전력변환기 역시 스위치의 전압스트레스가 높을 뿐만 아니라, 낮은 전체 효율을 보였다.

그리하여 이러한 전통적 방식의 고승압 직류 전력변환기들의 단점을 극복하기 위하여 자기 결합 인덕터를 이용한 고승압 직류 전력변환기가 제안되었다[12][13]. 이 전력변환기는 캐스케이드 전력처리단 대신에 자기 결합 인덕터의 권선비를 이용하므로, 향상된 효율과 함께 고승압 입출력 전압전달비를 구현하고 캐스케이드 구조에 비해 더 낮은 스위치 전압스트레스가 가능하다. 하지만 이러한 방식의 고승압 전력변환기는 자기 결합 인덕터의 누설인덕턴스로 인하여 스위치 턴오프 시 발생하는 높은 스위치 전압스트레스와 함께 출력 다이오드의 턴오프 시 발생하는 다이오드 역회복 문제 등이 해결되지 못했다[14].

한편 지금까지의 관련 연구에서는[1]-[14], 각 전력변환기의 동작원리와 설계방식 등에 대해서는 어느 정도 설명이 되었으나, 각 전력변환기의 실질적 제어기법이나 구현방식에 대해서는 거의 다루지 않았다. 또한 각 전력변환기의 제어회로에 있어서는 주제어기로 주로 상용 PWM 제어 IC를 이용하기 때문에 그 주변회로 등으로 인하여 전체 제어부가 다소 복잡한 단점이 있었다. 그러므로 전력변환기 제어부의 단순화와 제어기법 및 구현방식 등에 대한 구체적 제시는 산업현장의 실용적 전력변환기 응용 측면에서 핵심적이고 바람직하다.

본 논문에서는 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용하여 고승압 입출력 전압전달비를 구현하는 새로운 디지털 제어 직류 전력변환기를 제안하고자 한다. 클램핑모드 부스트 인덕터는 자기 결합 인덕터와 더불어 간단한 클램핑 회로로 이루어진다. 그리하여 제안한 전력변환기는 고승압비를 쉽게 구현하면서도 기존 자기 결합 인덕터 방식의 고승압 전력변환기의 단점을 극복한다. 제안한 전력변환기는 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용하여 디지털 제어 기법에 의해 제어되므로, 제어부가 단순한 장점이 있다.

또한 제안한 전력변환기의 우수성은 시제품의 실험 결과를 통하여 보인다. 제안한 전력변환기 시제품은 정격출력 시 약 92% 정도의 전체 입출력 효율을 보이는데, 이는 상용 PWM 제어 IC로 인하여 복잡한 제어부에 의해 제어되는 기존 방식과 비교하여 제어부가 간략화되었음에도 우수한 효율 특성을 보이는 것이다. 그리고 스위치의 전압스트레스도 기존 방식에 비해 약 30% 정도 감소하는 우수한 스위칭 동작 특성을 보인다.

그림 5는 제안한 전력변환기의 전체 제어 개념을 보이는 블록다이어그램이고, 그림 6은 제안한 전력변환기의 소프트웨어 제어 알고리즘을 보이는 순서도이다. 제안한 전력변환기는 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용하여 디지털 제어 기법에 의해 제어된다.

Fig. 5. 
Block-diagram of the overall control concept of proposed power converter

Fig. 6. 
Schematic flowchart of the overall control algorithm

제안한 전력변환기의 출력전압 V_o는 다음과 같은 비례-적분(PI; Proportional-Integral) 제어기를 이용하여 제어된다.

여기서 v_ctr은 출력전압 V_o를 제어하기 위한 제어기의 출력값으로 스위치 S의 듀티 사이클을 계산하는데 이용되며, K_p와 K_i는 각각 비례와 적분이득이다. 또한 et=Vo*-Vot는 기준 출력전압 Vo*와 출력전압의 피드백 값 V_o(t) 간의 오차신호이다.

출력전압 V_o는 그림 5(b)의 분압 저항 R_o1과 R_o2에 의한 전압 스케일링 회로를 이용하여 피드백되고 단일칩 마이크로컨트롤러에 내장된 아날로그-디지털(A/D; Analog-to-Digital) 변환기에 의해 디지털 수치화된다. 이러한 출력전압 피드백 값 V_o(t)는 그림 6에서 보듯이, 먼저 ‘OV_Check’ 부분에서 과전압(Over voltage) 여부가 체크된다. 그리하여 만약 과전압이 발생한 경우에는 폴트 상태(그림 6의 ‘Fault’ 부분)로 들어가서 스위치 S를 턴오프하고 ‘Fault’ 부분에서 리셋 신호가 입력될 때까지 기다리며 무한루프를 돌게 된다.

식 (11)의 아날로그 PI 출력전압 제어기는 다음의 디지털화 기법을 이용하여 PI 디지털 출력전압 제어기로 변환하여 단일칩 마이크로컨트롤러에 적용된다. 디지털화의 편의를 위하여, 식 (11)의 적분 부분을 다음과 같이 다시 표현한다.

여기서 t₀는 초기 시간이고, x(t₀)는 x(t)의 초기치이며, t = kT 그리고 t₀ = (k - 1)T로 둔 다음, 사다리꼴 기법(Trapezoidal rule)을 이용하여 식 (12)의 적분항을 다음과 같이 근사화한다.

여기서 k = 1, 2, ⋯이고 T는 샘플링 주기이다. 한편, 식 (13)의 샘플링 주기 T와 계산 지연시간이 같다고 가정하면, 제어기의 시간 t = (k + 1)T에서의 식 (13)의 디지털 이산화 식은 다음과 같이 표현된다.

그리하여 x(t)의 초기 상태로 x[(k - 1)T]을 대신하여 x(kT)를 이용하고 식 (11)의 적분 부분을 식 (14)의 x[(k + 1)T]로 대치하여 정리하면, 식 (11)의 디지털 이산화 식은 결국 다음과 같이 변환된다.

여기서 샘플링 주기 T는 상수이고, 이 제어기는 시간 t = (k + 1)T, k = 0, 1, 2, ⋯에서 적용되어 매 샘플링 주기 T마다 업데이트된다.

제안한 전력변환기에서 제어 대상인 출력전압 V_o는 매우 큰 출력 커패시턴스 C_o로 인하여 비교적 느리게 변한다. 그리하여 식 (15)의 샘플링 주기 T를 스위치의 PWM(Pulse-Width Modulation) 주기 T_p의 5배 정도(T = 5T_p)로 하고 출력전압의 제어 주기로 설정한 후, 타이머 인터럽트를 이용하여 출력전압의 제어를 수행한다. 식 (15)의 출력전압 제어기의 출력값 v_ctr[(k + 1)T]는 다음의 식에 의해 마이크로컨트롤러의 PWM 듀티 사이클 레지스터값인 PWM_duty로 환산된다.

여기서 β는 마이크로컨트롤러의 PWM 듀티 사이클 레지스터에 로드되는 숫자로의 환산인자이다.

그림 5(c)는 전력변환기의 스위치 전류 i_D의 센싱/피드백 회로로, i_D는 전류센서 CT와 피드백 저항 R_cs에 의해 다음의 식과 같이 전압레벨로 스케일링 된다.

여기서 N_cs는 전류센서 CT의 2차 권선수이다. 그리고 그림 5(c)의 회로에서 저항 R_f와 커패시터 C_f는 고주파 노이즈를 바이패스하는 필터회로이고, 다이오드 D_f는 마이크로컨트롤러의 역전압 방지용 다이오드이다.

전류 피드백 전압 v_cs는 주제어기인 마이크로컨트롤러의 A/D 변환기로 인가되어 전류제어를 위한 디지털 값으로 변환된다. 이렇게 변환된 스위치 전류 피드백 값은 그림 6에서 보듯이, ‘OC_Check’ 부분에서 과전류(Over current) 여부가 바로 체크된다. 그래서 이때 과전류 발생의 경우에는 폴트 상태인 ‘Fault’ 부분으로 들어가며 출력전압의 과전압 발생 시와 동일한 동작을 한다.

그림 7은 제안한 전력변환기에서 이용된 전류모드(Current mode) 제어에 의한 스위치 전류제어 기법의 개념을 보인다. 그림 6에서 보듯이, 스위치 전류 i_D의 피드백 값이 과전류 레벨 이상이 아니면, ‘CM_Check’ 부분에서 그 크기가 전류모드 제어 레벨의 동작범위에 해당하는지 체크한다. 그래서 스위치 전류 i_D가 전류모드 제어 레벨의 범위이면, 식 (16)에 의해 계산된 PWM 듀티 사이클 레지스터값 PWM_duty를 그림 6의 ‘PWM Interrupt’ 부분에서 아래의 식과 같이 일정량 α만큼 감소한 후 PWM 듀티 사이클 레지스터에 최종 로드한다.

Fig. 7. 
Concept of switch current control method by the current mode control

이렇게 하여 스위치 전류 i_D의 첨두치를 감소시키고 흐르는 스위치 전류의 레벨을 조정함으로써 스위치를 보호한다. 전류모드 제어의 레벨은 사전에 초기치로 미리 설정해 둔다.

그림 8은 제안한 전력변환기의 스위치 구동회로와 그 개념 파형을 보인다. 단일칩 마이크로컨트롤러의 ‘HIGH’ 레벨의 출력전압은 V_cc 레벨(5V)이므로, 이러한 레벨의 전압에 의해 MOSFET 스위치를 구동하기 위해 MOSFET 구동 IC인 PM8841을 이용하여 MOSFET 스위치의 턴온 구동전압 V_drive의 레벨(15V)이 간단하게 출력되도록 한다[18].

Fig. 8. 
Switch driving circuit and its conceptual waveform

제안한 전력변환기의 성능을 보이기 위해, Ⅱ~Ⅲ절의 내용을 근거로 제안한 전력변환기의 시제품의 전력회로를 설계하고, 그 제어 알고리즘을 단일칩 마이크로컨트롤러인 PIC18F25K80 상에 소프트웨어적으로 구현하였다. 표 1은 시제품 전력변환기의 설계사양과 설계된 전력회로의 주요 회로 파라미터를 각각 보인다.

그림 9는 제안한 전력변환기가 정격출력 전력으로 동작할 때 전력회로 주요부의 각 실험파형을 보인다. 그림 9(a)는 스위치 S의 구동신호 v_GS와 전압 v_DS 및 전류 i_D의 파형으로, 그림 3의 해당 이론 파형과 대체로 일치한다.

Fig. 9. 
Voltage and current waveforms of the main part of power circuit of proposed power converter

그런데 여기서 스위치 전압 v_DS의 파형의 경우, 그림 9(b)의 기존 자기 결합 인덕터 방식의 고승압 직류 전력변환기의 스위치 전압 파형과 비교해 볼 때 첨두 전압이 약 30% 정도 감소됐음을 확인할 수 있다.

그림 9(b)의 실험에 이용된 전력변환기는 제작된 제안한 전력변환기의 시제품에서 클램핑모드 부스트 인덕터를 그림 1(b)와 같이 단순 자기 결합 인덕터로 대체한 기존 방식의 고승압 직류 전력변환기이다. 그림 9(c)는 클램핑모드 부스트 인덕터 부분의 커패시터 전압 v_c와 전류 i_c를 보이는 파형이다. 이 파형에서는 커패시터 전류 i_c가 그림 3의 해당 이론적 파형과 대체로 일치하며 Ⅱ절의 설명대로 양(+)과 (-)으로 교대로 흐르면서 커패시터 전압 v_c를 원활하게 충·방전하고 있음을 확인할 수 있다.

그림 10은 제안한 전력변환기의 출력전력 변화에 따른 출력전압 V_o, 스위치 전류 i_D, 클램핑 커패시터 전류 i_c와 출력 다이오드 전류 i₂의 실험파형을 각각 보인다.

Fig. 10. 
Each part waveform of the proposed power converter according to the output power variation

그림 10(a)는 정격출력 전력 대비 약 5% 정도의 경부하 출력 시 파형이고, 그림 10(b)는 정격출력 부하 시의 파형이다. 이 파형으로부터 제안한 전력변환기는 넓은 범위의 출력 부하 변화에 대해 양호하게 동작함을 알 수 있다. 한편 제안한 전력변환기 시제품의 그림 10(b)와 같은 정격출력 부하 시의 전력변환기 입력단에 대한 출력단의 전체 입출력 효율은 약 92% 정도로 측정되었다.

본 논문에서는 클램핑모드 부스트 인덕터를 이용하여 고승압 입출력 전달비를 구현한 디지털 제어 직류 전력변환기를 제안하였다. 클램핑모드 부스트 인덕터는 자기적으로 결합한 인덕터에 커패시터와 다이오드로 간단하게 구성된 클램핑 회로를 포함하여 이루어진다. 따라서 제안한 전력변환기는 높은 입출력 승압비가 가능하면서도 스위치의 전압스트레스는 낮은 장점이 있다.

또한 제안한 전력변환기는 단일칩 마이크로컨트롤러를 이용하여 디지털 제어 기법에 의해 제어되므로 제어회로가 단순하다. 또한 본 논문의 실험 결과에서는, 주어진 사양과 동작원리에 의해 설계된 시제품 전력변환기의 주요 전력회로 파라미터를 제시하고, 이것으로 제작된 제안한 전력변환기의 시제품이, 상용 PWM 제어 IC의 복잡한 제어부에 의해 제어되는 기존 방식과 비교하여, 제어부가 간략화되었음에도 정격출력 시 약 92% 정도의 우수한 전체 입출력 효율 특성을 보이고, 스위치의 전압스트레스도 기존 방식에 비해 약 30% 정도 감소하여 우수한 스위칭 동작 특성을 보임을 확인하였다.