MZR의 병렬 커패시턴스에 의하여 대역폭을 개선한 소형 휴대용 무전기 안테나 개발

Ⅰ. 서 론

기존의 반파장 안테나의 특성을 유지하면서 안테나 크기를 작게 구현하는 것은 안테나 연구자들에게 최대 관심사이다. 그러므로 다양한 무선 통신시스템의 출현으로 소형 무전기에 적용할 수 있는 안테나의 필요성이 계속해서 제기되고 있다. 기존의 안테나는 사용하는 주파수에 따라서 크기가 결정됨으로 이와 같은 한계를 극복하기 위해 다양한 방법들이 제기되었다. 예를 들면 패치 안테나에 단락 핀을 사용하는 방법[1], 구부러진 다이폴과 루프 안테나를 결합하는 방법[2], 루프 안테나에 용량성 커패시턴스를 결합하는 방법[3] 등을 사용하였다.

더구나 약 30년 전에 메타매질(Metamaterial)을 적용한 다양한 형태의 소형 안테나가 설계되었다. 이것은 후방파(Backward wav propagation)와 무한 파장 특성을 갖는 특이한 특성과 일반적인 안테나의 주기 구조를 이용하여 구현하였다[4]. 이와 같은 안테나는 전송선로에 직렬 커패시턴스와 병렬 인덕턴스를 부가한 NRI-TL(Negative Refractive Index Transmission Line) 메타매질 이론을 사용하였다. 이러한 특이한 성질을 안테나 및 무선 부품 설계에 적용하여 이들의 소형화를 구현하였다[5][6]. 전송선로에 직렬 커패시턴스와 병렬 인턱턴스를 부가함으로써 영차 공진 모드와 양의 공진모드 만을 발생시키는 ENG(Esplion Negative resonator), MNG(Mu Negative resonator)을 사용하여 안테나 및 부품 설계에 적용하였다[7]-[14]. 그러나 MNG 및 ENG는 안테나를 소형화할 수 있는 장점을 가지고 있으나 대역폭이 좁은 단점을 가지고 있다. 이와 같은 단점을 극복하기 위해 단위 셀을 비주기적으로 형성하는 방법[9][10], 직렬 부하 커패시턴스 및 부하 인덕턴스 값을 조정하여 영차 및 1차 공진주파수를 사용하여 이중 대역 안테나를 구현하여 대역폭을 향상하였다[8][9]. 또한 직렬 커패시턴스와 인덕턴스, 병렬 커패시턴스와 병렬 인덕턴스에 의한 안테나의 공진주파수와 대역폭과 방사패턴 특성을 분석하였다[11]. 그러나 이러한 방법을 안테나 구현이 쉬운 장점을 갖고 있으나 크기가 커서 초소형 무전기에 적용하기는 어려운 단점이 있다. 또한 안테나를 포함한 시스템 보드와 케이스 결속을 위하여 사용한 도체 및 부도체와 케이스를 포함한 안테나 특성을 분석하여 설계하여야 한다.

본 논문의 목적은 MZR 공진기를 이용하고, 영차 공진과 1차 공진 모드 주파수를 이용하여 대역폭 개선하고, 안테나를 포함한 시스템 보드와 단말기 케이스 결속을 위해 사용한 도체 및 부도체를 포함하여 소형 휴대용 무전기 안테나를 구현하는 것이다. 이를 위해 설계 주파수 대역에서 이중 공진 모드를 발생 방법을 분석하고, 이를 근거로 MZR 공진기에서 회로 파라미터를 유출하여 소형 휴대용 무전기 안테나를 설계하고 측정한다.

Ⅱ. MNG 전송선로 및 공진특성과 정전용량 특성

2.1 MNG 전송선로 특성

전송선로에 직렬 부하 커패시턴스를 부가하여 MNG 전송선로를 구현한다. 이렇케 구현된 MNG 단위 셀에서는 다양한 공진모드가 발생하며, 이에 대한 정확한 분석이 필요하다. 그림 1은 MNG 단위 셀의 대칭 분포정수회로와 집중 정수 회로이다. MNG 단위 셀은 직렬 저항(Rd), 직렬 인덕턴스(L_Rd), 직렬 부하 커패시턴스(C₀)와 병렬 컨덕턴스(G_Rd), 병렬 커패시턴스(C_Rd)으로 구성된다.

Fig. 1.

Unit cell equivalent circuit of MNG metamaterial

이때 손실이 있는 단위 셀 MNG 이미턴스는 다음과 같다[5]-[7].

$\[ Z_{series}=Rd+j\left(\omega L_{R}d-\frac{1}{\omega C_0}\right) \]$

(1)

$\[ Y_{shunt}=Gd+j\omega C_{R}d \]$

(2)

MNG 전송선로 손실이 매우 적고 (Rd ≪ (ωL_Rd-1//ωC₀), Gd ≪ ωC_Rd) 단위 셀 크기(d)가 매우 적다고 가정하면, 그림 1(b)의 집중 소자 등가회로에 주기 경계조건을 적용하여 분산 특성 방정식을 유도하면 다음과 같다.

$\[ \mathrm{c}\mathrm{o}\mathrm{s}\left(\beta d\right)\approx 1-\frac{1}{2}\left({\omega }^2{L}_R{C}_{R}d{}^2-\frac{C_{R}d}{C_0}\right) \]$

(3)

식 (3)에서 β는 전파상수이고, L_R, C_R은 전송선로의 단위 길이당 인덕턴스와 커패시턴스이다. 그리고 βd ≪ 1조건을 식 (3)에 적용하면 MNG 전송선로의 실효 전파상수는 다음과 같이 유도된다.

$\[ {\beta }_{MNG}=\sqrt{{\omega }^2{L}_R{C}_R-\frac{C_R}{C_{0}d}} \]$

(4)

식 (4)으로부터 MNG 전송선로에서 임의의 주파수에서 전파상수가 영의 값을 갖음을 직관적으로 알 수 있다. 즉 직렬 부하 커패시턴스, 직렬 인덕턴스와 병렬 커패시턴스와 셀의 길이가 결정되면 식 (4)의 우변 값이 영이 되어 영차 공진이 발생하게 됨을 알 수 있다. 영차 공진이 발생할 때 식 (3)의 좌변 값이 1일 때 다양한 공진모드가 발생하게 됨을 알 수 있으며, 이때 발생한 공진모드는 다음과 같다.

$\[ {\beta }_{n}d=\frac{n\pi d}{l}=\frac{n\pi }{N} n=\mathrm{0,1},\mathrm{2,3}..... \]$

(5)

여기서 N은 셀의 수이며, l은 전체 공진길이 이다. 식 (4)와 식 (5)의 관계로부터 공진주파수는 식 (6)과 같고 셀의 수가 2일 때 영차와 1차 공진주파수를 구하면 식 (7)과 식 (8)과 같다.

$\[ \omega =\sqrt{\frac{1}{L_{R}d}\left[\frac{1}{C_0}+2\frac{1}{C_{R}d}\left(1-\text{cos}\left(\frac{n\pi }{N}\right)\right)\right]} \]$

(6)

$\[ {\omega }_{ZOR}=\frac{1}{\sqrt{L_R{dC}_0}} \]$

(7)

$\[ {\omega }_{FOR}=\sqrt{\frac{1}{L_{R}d}\left[\frac{1}{C_0}+\frac{2}{C_{R}d}\right]} \]$

(8)

그림 2는 MNG 전송선로에서 직렬 인덕턴스(L_Rd)는 2nH2, 직렬 부하 커패시턴스(C₀)는 2.1pF이고, 병렬 커패시턴스(C_Rd)가 3pF, 30pF, 70pF일 때 분산 특성을 시뮬레이션을 수행한 결과이다. 이러한 조건에서 N = 2일 때 영차 공진주파수는 2.45 GHz이고, 1차 공진주파수는 각각 2.804GHz, 2.622GHz, 2.528GHz이다. 따라서 병렬 커패시턴스 값에 따라서 1차 공진주파수를 영차 공진주파수에 가깝게 공진하고 있음을 알 수 있다. 따라서 병렬 커패시턴스 값을 적당히 조정하면 이중 공진특성을 사용하여 MZR 안테나의 단점인 대역폭을 개선하는 효과를 얻을 수 있다.

Fig. 2.

Dispersion characteristics of MNG transmission line

2.3 무한히 넓은 접지면을 갖는 CPS(Coplanar Stripline)의 정전 용량특성

CPS는 두 개의 도체가 좁은 갭을 가지고 선로를 형성하고 있으며, CPS에 직렬 및 병렬 소자의 연결이 매우 편리하고, 평형 선로를 이용하여 평형 믹서 및 다이폴 안테나의 급전선 등에 사용하고 있다. 앞에서 MZR의 병렬 커패시턴스에 의해서 1차 공진주파수가 영차 공진주파수에 근접해서 발생함을 그림 2를 통하여 확인하였고, 또한 대역폭을 증가시킬 수 있음을 확인하였다. 이러한 특성을 유도할 수 있는 구조는 변형된 CPS 구조이다. 즉 무한히 넓은 접지면을 갖는 CPS(CPSWG) 구조이며, 그 구조는 그림 3과 같다. CPSWG에 준 TEM모드가 전송된다고 가정하여 접지면과 전송선로 사이의 거리에 따른 실효 상대 유전율과 커패시턴스를 구하였다[6][7][8].

Fig. 3.

Schematic of CPSWG

그림 4는 선로 폭과 접지면과 선로 사이의 거리에 따른 커패시턴스 특성을 나타내고 있다. 기판두께(h)는 1mm, 기판은 상대 유전율(ϵ_r)은 4.4인 FR4로 가정하여 시뮬레이션하였으며, 선로와 접지면의 거리가 증가함으로써 커패시턴스 값이 증가하고, 선로 폭이 증가함으로 커패시턴스 값이 감소함을 알 수 있다. 따라서 CPSWG를 사용하면 MZR 공진기의 병렬 커패시턴스(C_Rd) 쉽게 변경할 수 있다.

Fig. 4.

Capacitance characteristics by line-width and distance between ground and line

식 (7)과 식 (8)에 의하면 1차 공진주파수를 영차 공진주파수에 근처에서 공진하며, 식(12)에서 1차 공진에서 대역폭을 개선할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 CPSWG를 사용하면 MZR 안테나를 쉽게 구현할 수 있고, 이중 공진특성을 사용하여 소형 무전기 안테나 구현이 가능함을 알 수 있다.

Ⅲ. 소형 무전기에 적용이 가능한 MNG 안테나 설계

3.1 소형 무전기 구조 및 설계조건

본 논문에서 시뮬레이션을 위한 무전기 구조는 그림 5와 같다. 그림 5(a)는 무전기 3차원 구조이고, 그림 5(b)는 x-축 정면도이고, 그림 5(c)는 안테나를 포함한 시스템 보드이다.

Fig. 5.

Structure of small portable walkie talkie

소형 무전기 크기는 78.0 × 38.4 × 19.5mm³이고, 시스템 보드 크기는 23.5 × 73.5 × 1.0mm³이고, 시스템 보드의 유전율과 tabnδ는 각각 4.7, 0.018인 FR4 기판을 사용하였고, 안테나가 차지하는 면적 크기는 23.5 × 13.45 × 1.0mm³이다. 무전기 케이스 윗면과 아랫면의 재질은 충격, 열, 성형성, 기계적 특성이 양호한 ABS(Acrylonitile poly Butadiene Styrene)이며, 유전율은 2.8, 표면저항 10¹³Ω이상이다. 무전기 케이스 옆면 재질은 유연성 및 신축성이 매우 양호한 테프론 고무(Silicon rubber)이며, 유전율 3.2이다. 안테나 신호원 위치는 안테나에 신호원 급전이 용이한 시스템 보드 상단으로 설정하였고. 급전선은 CPW 구조를 사용하였다.

또한 무전기 세부 길이는 표 1과 같다. 이러한 무전기 구조에서 MZR 안테나 설계 특성은 S₁₁값이 10dB에서 주파수 대역은 2.4~2.5GHz(BW=100MHz 이상), 방사패턴 특성은 전방향 특성, 이득은 0dB 이상으로 설정하였다.

Table 1.

Unit length of small portable walkie talkie(unit: mm)

3.2 MZR 공진기를 사용한 안테나 구조

안테나의 양면이 단락된 MZR 공진기를 사용한 안테나 상세 구조는 그림 6과 같다. 안테나의 양면은 좁은 스트립 선로를 이용하여 단락 구조를 구현하였고, 급전 선로와 안테나와의 자계 결합은 안테나의 단락된 한쪽 면을 사용하였다. 앞에서 제시한 이론에 의하면 공진기의 병렬 커패시턴스(C_Rd)를 조정하여 안테나를 이중 공진 모드로 동작하게 함으로써 안테나의 대역폭을 개선할 수 있음을 제시하였다. 이를 위해 공진기는 무한한 접지면을 갖는 CPS선로를 사용하여 안테나를 구현하였다.

Fig. 6.

Detailed structure of antenna

부하 커패시턴스는 IDC(InterDigital Capacitor)를 사용하였으며, 그림 (6)의 MZR 안테나의 세부 구조의 단위 길이는 표 2와 같고, 급전선을 제외한 안테나의 면적은 120 mm²이다.

Table 2.

Unit length of antenna(unit : mm)

이러한 조건에서 MZR 공진기와 접지면 사이의 길이에 따른 특성을 Ansoft사의 HFSS를 사용하였다. 단위 셀의 공진주파수는 식 (11)과 식 (12)에 의해서 결정하였으나 2개의 MZR 공진기로 안테나를 구성하고, 양변의 단락회로를 구성하는 스트립 선로를 고려하면 영차 공진주파수는 다음과 같다[7].

그림 7은 접지면과 공진기 사이의 거리(B_L)에 따른 반사손실을 나타내고 있다. 영차 공진주파수와 1차 공진주파수는 B_L의 길이가 증가함에 따라서 주파수가 낮아지고 있음을 확인할 수 있다. 또한 IDC 규격과 공진기의 길이에 따라서 영차 및 1차 공진주파수가 변경할 수 있는 반면에 B_L의 길이는 영차 공진주파수에는 영향을 주지 않고 1차 공진주파수만을 변경하게 된다.

$\[ {\omega }_{MZR}=\sqrt{\frac{N}{C_0\left(2L_{short}+{NL}_{R}d\right)}} \]$

(13)

Fig. 7.

S11 characteristics according to BL

따라서 MZR과 B_L의 규격에 따라서 이중 공진 효과를 이용하면 소형이면서 대역폭이 개선된 안테나 설계가 가능하다.

3.3 소형 무전기 보조구조물에 의한 안테나 특성

소형 무전기 케이스와 안테나를 포함한 시스템 보드를 견고히 고정하기 위한 보조구조물이 필요하다. 이러한 보조구조물은 도체 및 부도체 성질을 가지고 있어서 안테나의 반사손실, 방사 특성, 입력 임피던스 특성 등을 변경하게 된다. 특히 이러한 보조구조물을 사용하여 안테나 대역폭과 방향성, 이득 등 특성을 개선하였다[9][10].

본 논문에서는 소형 무전기 케이스와 안테나를 포함한 시스템 보드를 고정하기 위한 보조구조물인 도체 및 부도체에 의한 제한 요소를 설정하여 이에 대한 영향을 분석한다. 그림 8은 도체와 부도체를 포함한 소형 휴대용 무전기의 3차원 구조와 x축에서의 정면도이다. 보조구조물은 총 4개이며, A, B, D는 ABS 재질이고, C는 볼트와 너트로 구성된 금속 도체이다.

Fig. 8.

Small portable walkie talkie with auxiliary structures

본 논문에서는 시뮬레이션의 편의성을 위하여 볼트 및 너트를 금속 봉으로 가정하여 시뮬레이션을 수행하였다.

구조물의 상세한 크기, 모양 및 재질은 표 3과 같다. 기준 위치는 시스템 보드의 중앙점이며, 중앙점을 기준으로 보조구조물의 중심점 위치를 표시하였다. 표 3에 의하면 무전기 케이스와 시스템 보드 결속을 위해 사용한 볼트 및 너트의 위치는 안테나 중앙 근처가 된다. 따라서 안테나 영역에 비아 홀을 만들어야 하며, 이러한 요인을 고려하여 완성된 안테나 모양은 그림 9와 같다.

Table 3.

Location, size, shape, and material of the structure

Fig. 9.

Detailed structure of antenna with via-hole

비아 홀의 위치는 시스템 보드 중앙으로부터 비아 홀의 중심점 위치는 (-28.35, 0)이고, 비아 홀의 반경은 1.5mm로 설정하였다. 안테나의 세부 크기는 표 2와 같다.

특히 그림 8(b)에서 볼트 및 너트로 가정한 도체 C는 중간 MZR 공진기에 병렬 커패시턴스를 유도하고, A, B, D의 부도체는 급전 선로와 마지막 MZR 공진기에 커패시턴스를 유도하게 될 것이다[15].

그림 10은 소형 무전기 보조구조물을 고려하였을 때와 고려하지 않았을 때의 S₁₁ 비교 특성을 나타내고 있다. 보조구조물에 의하여 영차 및 1차 공진주파수가 각각 158.5MHz, 128.8MHz만큼 낮은 주파수로 이동하였고, 반사손실 특성이 나쁘게 됨을 알 수 있다.

Fig. 10.

S11 characteristics considering small portable walkie talkie

이것은 그림 1의 직병렬 집중 정수 회로 요소에 영향으로 고려할 수 있으며, 특히 병렬 커패시턴스 요소 C_Rd의 영향에 의한 것이다. 이상의 결과로부터 무전기 보조구조물을 고려함으로써 소형 안테나 구현이 가능하고 아울러 반사손실, 대역폭, 방사패턴 등 안테나 특성을 개선할 수 있다.

3.4 보조구조물을 고려한 소형 무전기 안테나 설계

소형 휴대용 무전기 크기는 표 1과 같고, 보조구조물의 크기 및 위치는 표 3과 같이 제한하였다. 식 (11), (12)에 의하면 MZR 안테나 공진주파수는 직렬 부하 커패시턴스 및 인덕턴스, 병렬 커패시턴스에 의해서 결정된다. 또한 병렬 커패시턴스에 의해서 1차 공진주파수와 영차 공진주파수에 가깝게 공진함을 확인하였다. 이러한 사항을 고려하여 안테나 설계 제한 요소에 부합하는 최적화된 안테나 2개를 설계하였으며 설계 세부 내용은 표 4와 같으며, 모델_ 1과 모델_ 2에서 C_W, G_W는 각각 4mm, 1mm이고, 안테나 면적은 각각 112.8㎟, 118㎟이다.

Table 4.

Designed antenna unit length(unit: mm)

그림 11은 설계 제한 요소를 반영하여 설계한 안테나의 S₁₁특성이고, 그림 12는 모델_1의 방사패턴 특성이며, 그림 13은 모델_2의 효율과 최대 이득 특성이다. 모델_1의 10dB 주파수 특성은 2.3237~2.791GHz(BW=470MHz)이고, 최대이득 특성은 2.4GHz, 2.45Gz, 2.5GHz에서 각각 1.27dB, 1.44dB, 1.65dB이고, 효율 특성은 각각 77.18%, 84.09%, 87.88%이다.

Fig. 11.

S11 characteristics of the designed antenna

Fig. 12.

Radiation pattern characteristics of Model_1

Fig. 13.

Efficiency and peak gain characteristics of Model_2

또한, 모델_2의 주파수 특성은 2.2296~2.5465GHz(BW=317MHz)이고, 최대이득 특성은 2.4GHz, 2.45GHz, 2.5GHz에서 각각 1.29dB, 1.72dB, 2.05dB이고, 효율 특성은 각각 84.3%, 85.6%, 85.7%이다. 모델_1의 방사패턴 특성은 xy, xz, yz 평면에서 전 방향 특성을 나타내고 있으며, 급전방향에서 방사전력이 감소함을 확인하였다.

또한, 안테나 보조구조물을 고려하여 설계한 안테나의 면적은 보조구조물을 고려하지 않았을 때와 비교하면 모델_1과 모델_2는 각각 6.9%, 3.3% 감소함을 확인하였다. 안테나 보조구조물을 고려함으로써 안테나 소형화가 가능함과 안테나 주요 특성인 반사손실, 대역폭 등을 개선할 수 있다.

Ⅳ. 안테나 측정

앞에서 제시한 이론과 안테나 구조와 안테나를 포함한 시스템 보드의 제한 요소를 고려하여 설계한 안테나 2개 모델을 제작하였다. 그림 14(a)는 소형 무전기의 외형이고, 그림 14(b)는 시스템 보드에 제작한 안테나이다. 안테나의 S₁₁ 측정은 반사손실은 Rohde&schwarz ZVA40을 사용하였고, 방사패턴 및 효율은 주파수 대역이 400MHz~18GHz인 무반사 챔버에서 측정하였다.

Fig. 14.

Fabricated small portable walkie talkie

앞에서 설계한 모델_1과 모델_2의 이론값과 실험값의 S₁₁특성은 그림 15와 같다. 모델_1과 모델_2의 S₁₁ 측정결과 10dB 대역폭은 각각 2.284~2.706(BW=422MHz), 2.134~2.58(BW= 446MHz)이며, 이론값과 실험값을 비교하면 S₁₁의 10dB 주파수 오차는 최소 40MHz에서 최대 80Hz 발생하였고, 대역폭은 최소 30MHz, 최대 70MHz 발생하였다. 이것은 무전기 케이스가 시뮬레이션 모델과 실험 모델의 모델과의 차이에 의해서 발생한 것으로 사료된다.

Fig. 15.

S11 Characteristics of the fabricated antenna

방사패턴 측정은 xy, xz, yz 평면에서 시행하였고, 모델_1의 방사패턴 측정 결과는 그림 16과 같다. 모두 전방향 특성을 나타내고 있으며, 무전기 뒷면에서 약 10dB 정도 방사 패턴 특성이 감소하는 현상을 확인하였다. 이것은 측정을 위한 급전선에 의한 전자계의 섭동으로 발생한 것으로 판단된다.

Fig. 16.

Radiation pattern characteristics of the fabricated model_1

그림 17은 모델_2에 대하여 안테나 효율과 각 평면에서 최대 이득을 측정한 결과이다. 이론값과 실험값을 비교하면 효율은 최대 40% 감소하였고, 최대 이득은 2dB 감소함을 확인하였다. 특히 효율이 감소한 원인은 측정을 위해 사용한 급전선으로 인하여 발생한 것으로 사료된다.

Fig. 17.

Efficiency and peak gain characteristics of the fabricated Model 2

그림 18은 무전기와 인체와의 이격거리에 따른 반사손실 특성이다. 측정 방법은 모델_2의 시스템 보드를 무전기 케이스에 조립한 후 인체를 케이스 앞면, 뒷면, 측면에서 이격거리가 50mm 일 때 측정하였다. 이상적인 실험과 인체 영향에 의한 10dB 주파수 특성은 영차 및 1차 공진주파수에서 최대 20MHz 증가하였으나, 10dB 대역폭은 최대 100MHz 감소하였다.

Fig. 18.

Antenna characteristics of model_2 according to object-small portable walkie talkie contact surface

특히 무전기 전체를 손으로 감싸게 되면 영차 및 1차 공진주파수는 최대 30MHz 감소하였으며, 대역폭은 최대 300MHz 감소함을 확인하였다. 이러한 측정환경을 일반적인 반파장 다이폴 안테나에 적용하면 공진주파수와 대역폭은 크게 이동하는 반면에 MZR 안테나는 이들의 특성이 상대적으로 적게 변화함을 확인하였다. 이러한 측정을 통해서 MZR 안테나의 주파수 특성이 외부 인체에 대하여 강한 내성이 있음을 확인하였다. 이러한 결과를 통해서 방사패턴, 효율, 이득 등의 변화도 외부 인체에 의한 영향이 적을 것으로 유추할 수 있다.

Ⅴ. 결 론

본 논문의 목적은 MZR를 사용하여 중심주파수가 2.45GHz인 소형 휴대용 무전기에 사용할 수 있는 안테나 설계 및 구현이다. MZR의 병렬 커패시턴스 값에 의해서 영차 공진주파수는 변화가 없으나, 1차 공진주파수는 크게 영향을 받음을 확인하였다. 또한 1차 공진주파수 대역폭도 개선할 수 있음을 확인하였다. MZR의 병렬 커패시턴스 조정이 가능한 공진 구조를 구현하기 위해서 무한히 넓은 접지면을 갖는 CPS를 사용하였다. 또한 무전기와 안테나를 포함한 시스템 보드의 결속을 위해 사용한 도체 및 부도체의 보조구조물에 의해서 공진주파수가 160MHz 이동하는 현상을 확인하였다.

중심주파수가 2.45GHz이고, S₁₁값이 10dB에서 대역폭이 100MHz 이상이고, 방사패턴은 전방향 특성이고, 이득은 0dB 이상으로 설정하여 2개 모델의 안테나를 설계하였다. 보조구조물을 고려하여 설계함으로써 안테나의 면적이 최대 6.9% 감소함을 확인하였다. 설계한 안테나를 측정한 결과 S₁₁ 측정결과 10dB 대역폭은 각각 2.284~2.706(BW=422MHz), 2.134~2.58(BW=446MHz)이며, 이득은 최대 1.26dB이고, 측정한 방사패턴은 모두 전방향 특성을 나타내었다. 무전기와 인체 사이의 거리에 따라서 S₁₁을 측정한 결과 대역폭은 최대 300MHz 감소하였으며, 영차 및 1차 공진주파수는 20MHz 이동하였다. 본 논문을 통해서 MZR 공진기의 병렬 커패시턴스 특성과 보조구조물을 고려하고 접지면이 무한히 넓은 CPS 구조의 공진기를 사용함으로써 외부 인체에 대하여 강한 내성을 갖는 무전기에 적용이 가능한 소형 안테나 구현이 가능함을 확인하였다.

Acknowledgments

이 연구는 금오공과대학교 대학연구비로 지원되였음(2019104094)

References

• M. Yang, Z. N. Chen, P. Y. Lau, X. Qing, and X. Yin, "Miniaturized patch antenna with grounded strips", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 63, No. 2, pp. 843-848, Feb. 2015. [https://doi.org/10.1109/TAP.2014.2382668]
• H. Bukhari and K. Sarabandi, "Miniaturized omnidirectional horizontally polarized antenna", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 63, No. 10, pp. 4280-4285, Oct. 2015. [https://doi.org/10.1109/TAP.2015.2456971]
• S. A. Rezaeieh, A. M. Abbosh, A. Zamani, and K. Bialkowski, "Pleural effusion detection system using wideband slot-loaded loop antenna", Electron. Lett., Vol. 51, No. 15, pp. 1144-1146, 2015. [https://doi.org/10.1049/el.2015.1652]
• M. A. Antoniades and G. V. Eleftheriades, "Multiband compact printed dipole antennas using NRI-TL metamaterial loading", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 60, No. 12, pp. 5613-5626, Dec. 2012. [https://doi.org/10.1109/TAP.2012.2211324]
• A. Lai, T. Itoh, and C. Caloz, "Composite right/left-handed transmission line metamaterials", IEEE Microw. Mag., Vol. 5, No. 3, pp. 34-50, Sep. 2004. [https://doi.org/10.1109/MMW.2004.1337766]
• T. Itoh and C. Caloz, Electromagnetic Metamaterials : Transmission Line Theory and Microwave Applications, John, Wiley & Sons, ch. 5, pp. 249-260, 2006. [https://doi.org/10.1002/0471754323]
• J. H. Park, Y. H. Ryu, J. G. Lee, and J. H. Lee, "Epsilon negative zeroth-order resonator antenna", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 55, No. 12, pp. 3710-3712, Dec. 2007. [https://doi.org/10.1109/TAP.2007.910505]
• T. Jang, J. Choi, and S. Lim, "Compact coplanar waveguide (CPW)-fed zeroth-order resonant antennas with extended bandwidth and high efficiency on vialess single layer", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 59, No. 2, pp. 363-372, Feb. 2011. [https://doi.org/10.1109/TAP.2010.2096191]
• Bing-Jian Niu, Quan-Yuan Feng, and an-Lin Shu, "Epsilon Negative Zeroth- and First-Order Resonant Antennas With Extended Bandwidth and High Efficiency", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 61, No. 12, pp. 5878-5884, Dec. 2013. [https://doi.org/10.1109/TAP.2013.2281357]
• S. A. Rezaeieh, M. A. Antoniades, and A. M. Abbosh, "Bandwidth and Directivity Enhancement of Loop Antenna by Nonperiodic Distribution of Mu-Negative Metamaterial Unit Cells", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 64, No. 8, pp. 3319-3329, Aug. 2016. [https://doi.org/10.1109/TAP.2016.2574878]
• Y. H. Lee, "Design of Minization Terminal Antenna for 2.4GHz WiFi Band with MZR", Inst. of Korean Electrical and Electronics Engineering, Vol. 23, No. 1, pp. 14-21, Mar. 2019. [https://doi.org/10.7471/ikeee.2019.23.1.14]
• J. Wu, Z Zhao, Z Nie, and QH Liu, "A printed unidirectional antenna with improved upper band-edge selectivity using a parasitic loop", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 63, No. 10, pp. 1832-1837, Aug. 2015. [https://doi.org/10.1109/TAP.2015.2392112]
• J. K. Ji, G. H. Kim, and W. M. Seong, "Bandwidth enhancement of metamaterial antennas based on composite right/left-handed transmission line", IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., Vol. 9, pp. 36-39, Aug. 2010. [https://doi.org/10.1109/LAWP.2010.2041628]
• B. J. Niu, Q. Y. Feng, and P. L. Shu, "Epsilon negative zeroth- and first-order resonant antenna with extended bandwidth anf high efficiency", IEEE Trans. Antennas Propag., Vol. 61, No. 12, pp. 5878-5884, Dec. 2013. [https://doi.org/10.1109/TAP.2013.2281357]
• A. Erentok and R. W. Ziolkowski, "Metamaterial-Inspired Efficient Electrically Small Antennas", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol 56, No. 3, pp. 691-707, Mar., 2008. [https://doi.org/10.1109/TAP.2006.877179]